Yaxşı gün.
Mən son bir neçə ili adaptiv antena massivlərində fəza siqnalının emalı üçün müxtəlif alqoritmlərin tədqiqinə və yaradılmasına həsr etmişəm və hazırda işimin bir hissəsi kimi bunu davam etdirirəm. Burada özüm üçün kəşf etdiyim bilikləri və fəndləri bölüşmək istərdim. Ümid edirəm ki, bu siqnal emalı sahəsini yenicə öyrənməyə başlayan və ya sadəcə maraqlanan insanlar üçün faydalı olacaq.
Adaptiv antenna massivi nədir?
bir şəkildə kosmosda yerləşdirilmiş anten elementlərinin toplusudur. Baxacağımız adaptiv antenna massivinin sadələşdirilmiş strukturu aşağıdakı kimi təqdim edilə bilər:
Adaptiv antena massivləri çox vaxt “ağıllı” antenalar adlanır (). “Ağıllı” antenna massivi məkan siqnalının emal bölməsi və orada həyata keçirilən alqoritmlər tərəfindən hazırlanır. Bu alqoritmlər qəbul edilən siqnalı təhlil edir və elementlərin hər biri üçün siqnalın amplitudasını və ilkin fazasını təyin edən $inline$w_1…w_N$inline$ çəki əmsalları toplusunu təşkil edir. Müəyyən edilmiş amplituda-faza paylanması müəyyən edir bütün qəfəs. Lazımi formanın radiasiya nümunəsini sintez etmək və siqnalın işlənməsi zamanı onu dəyişdirmək qabiliyyəti adaptiv antenna massivlərinin əsas xüsusiyyətlərindən biridir ki, bu da geniş bir problemi həll etməyə imkan verir. . Ancaq ilk şeylər.
Radiasiya nümunəsi necə formalaşır?
müəyyən istiqamətdə şüalanan siqnal gücünü xarakterizə edir. Sadəlik üçün qəfəs elementlərinin izotrop olduğunu qəbul edirik, yəni. onların hər biri üçün buraxılan siqnalın gücü istiqamətdən asılı deyil. Barmaqlıqdan müəyyən bir istiqamətdə yayılan gücün gücləndirilməsi və ya zəifləməsi bunun sayəsində əldə edilir. Anten massivinin müxtəlif elementləri tərəfindən yayılan EMW. EMW üçün sabit müdaxilə nümunəsi yalnız onlar olduqda mümkündür , yəni. siqnalların faza fərqi zamanla dəyişməməlidir. İdeal olaraq, anten massivinin elementlərinin hər biri şüalanmalıdır eyni operator tezliyində $inline$f_{0}$inline$. Bununla belə, praktikada sonlu eni $inline$Delta f << f_{0}$inline$ spektrinə malik dar zolaqlı siqnallarla işləmək lazımdır.
Qoy massivin bütün elementləri ilə eyni siqnal yaysın $inline$x_n(t)=u(t)$inline$. Sonra davam qəbuledicidə n-ci elementdən alınan siqnal təmsil oluna bilər forma:
$$display$$a_n(t) = u(t-tau_n)e^{i2pi f_0(t-tau_n)}$$display$$
burada $inline$tau_n$inline$ antena elementindən qəbul nöqtəsinə siqnalın yayılmasının gecikməsidir.
Belə bir siqnal "kvazi-harmonik", və ahəngdarlıq şərtini yerinə yetirmək üçün hər hansı iki element arasında EMW yayılmasının maksimum gecikməsi siqnal zərfinin dəyişməsinin xarakterik vaxtından çox az olması lazımdır $inline$T$inline$, yəni. $inline$u(t-tau_n) ≈ u(t-tau_m)$daxili$. Beləliklə, dar zolaqlı siqnalın koherensiyası üçün şərt aşağıdakı kimi yazıla bilər:
$$display$$T≈frac{1}{Delta f}>>frac{D_{max}}{c}=max(tau_k-tau_m) $$display$$
burada $inline$D_{max}$inline$ AR elementləri arasındakı maksimum məsafədir və $inline$c$inline$ işıq sürətidir.
Siqnal qəbul edildikdə, koherent toplama rəqəmsal olaraq məkan emal bölməsində həyata keçirilir. Bu halda, bu blokun çıxışında rəqəmsal siqnalın kompleks dəyəri aşağıdakı ifadə ilə müəyyən edilir:
$$display$$y=sum_{n=1}^Nw_n^*x_n$$display$$
Son ifadəni formada təmsil etmək daha rahatdır Matris şəklində N-ölçülü kompleks vektorlar:
$$display$$y=(textbf{w},textbf{x})=textbf{w}^Htextbf{x}$$display$$
hara w и x sütun vektorlarıdır və $inline$(.)^H$inline$ əməliyyatdır .
Siqnalların vektor təsviri anten massivləri ilə işləyərkən əsas olanlardan biridir, çünki tez-tez çətin riyazi hesablamalardan qaçır. Bundan əlavə, müəyyən bir zamanda qəbul edilmiş siqnalın vektorla eyniləşdirilməsi çox vaxt real fiziki sistemdən mücərrədləşməyə və həndəsə nöqteyi-nəzərindən tam olaraq nə baş verdiyini başa düşməyə imkan verir.
Anten massivinin radiasiya modelini hesablamaq üçün bir sıra zehni və ardıcıl olaraq "başlamaq" lazımdır. bütün mümkün istiqamətlərdən. Bu vəziyyətdə vektorun elementlərinin dəyərləri x aşağıdakı formada təqdim edilə bilər:
$$display$$x_n=s_n=exp{-i(textbf{k}(phi,theta),textbf{r}_n)}$$display$$
hara k - , $inline$phi$inline$ və $inline$theta$inline$ – и , müstəvi dalğanın gəliş istiqamətini xarakterizə edən $inline$textbf{r}_n$inline$ antena elementinin koordinatıdır, $inline$s_n$inline$ mərhələli vektorun elementidir s dalğa vektoru ilə müstəvi dalğa k (İngilis ədəbiyyatında mərhələli vektora sükan vektoru deyilir). Kvadrat böyüklüyün amplitudasından asılılıq y $inline$phi$inline$ və $inline$theta$inline$ verilmiş çəki vektoru üçün antenna massivinin qəbul modelini müəyyən edir w.
Anten massivinin radiasiya modelinin xüsusiyyətləri
Üfüqi müstəvidə xətti bərabər məsafəli anten massivində anten massivlərinin şüalanma sxeminin ümumi xassələrini öyrənmək rahatdır (yəni, RP yalnız azimut bucağından asılıdır $inline$phi$inline$). İki baxımdan əlverişlidir: analitik hesablamalar və vizual təqdimat.
Təsvir edildiyi kimi vahid çəki vektoru üçün RP-ni hesablayın ($inline$w_n=1, n = 1 … N$inline$) yanaşma.
Riyaziyyat buradadır
Şaquli oxa dalğa vektoru proyeksiyası: $inline$k_v=-frac{2pi}{lambda}sinphi$inline$
n indeksli anten elementinin şaquli koordinatı: $inline$r_{nv}=(n-1)d$inline$
Burada d – anten massivinin müddəti (bitişik elementlər arasındakı məsafə), λ dalğa uzunluğudur. Bütün digər vektor elementləri r sıfıra bərabərdir.
Anten massivi tərəfindən qəbul edilən siqnal aşağıdakı formada yazılır:
$$display$$y=sum_{n=1}^{N}1 ⋅exp{i2pi nfrac{d}{lambda}sinphi}$$display$$
Formulunu tətbiq edin и :
$$display$$y=frac{1-exp{i2pi Nfrac{d}{lambda}sinphi}}{1-exp{i2pi frac{d}{lambda}sinphi}}=frac{sin(pi frac{Nd} {lambda}sinphi)}{sin(pi frac{d}{lambda}sinphi)}exp{ipi frac{d(N-1)}{lambda}sinphi}$$display$$
Nəticədə əldə edirik:
$$display$$F(phi)=|y|^2=frac{sin^2(pi frac{Nd}{lambda}sinphi)}{sin^2(pi frac{d}{lambda}sinphi)} $ $ekran$$
Radiasiya Nümunəsinin Periodikliyi
Anten massivinin yaranan radiasiya nümunəsi bucağın sinusunun dövri funksiyasıdır. Bu o deməkdir ki, nisbətin müəyyən dəyərləri üçün d/λ difraksiya (əlavə) maksimumlarına malikdir.
N = 5 üçün normallaşdırılmamış antenna massivinin şüalanma nümunəsi
Qütb koordinat sistemində N = 5 üçün normallaşdırılmış anten massivinin radiasiya nümunəsi
"Diffraktorların" mövqeyinə birbaşa baxıla bilər DN üçün. Bununla belə, onların fiziki və həndəsi (N ölçülü fəzada) haradan gəldiyini anlamağa çalışacağıq.
Elementlər vektor s $inline$e^{iPsi n}$inline$ kompleks eksponentlərdir, onların dəyərləri ümumiləşdirilmiş $inline$Psi = 2pi frac{d}{lambda}sinphi$inline$ bucağının dəyəri ilə müəyyən edilir. Əgər $inline$Psi_1 = Psi_2 + 2pi m$inline$ doğru olan müstəvi dalğanın müxtəlif gəliş istiqamətlərinə uyğun iki ümumiləşdirilmiş bucaq varsa, bu, iki şey deməkdir:
- Fiziki: bu istiqamətlərdən gələn müstəvi dalğa cəbhələri anten massivinin elementlərində elektromaqnit rəqslərinin eyni amplituda-faza paylanmasına səbəb olur.
- Həndəsi olaraq: çünki bu iki istiqamət eynidir.
Bu şəkildə birləşdirilmiş dalğaların gəlişi istiqamətləri anten massivi baxımından ekvivalentdir və bir-birindən fərqlənmir.
Nümunənin yalnız bir əsas maksimumunun həmişə olduğu bucaqlar bölgəsini necə təyin etmək olar? Biz bunu aşağıdakı mülahizələr əsasında sıfır azimutun yaxınlığında edəcəyik: iki qonşu element arasında faza sürüşməsinin dəyəri $inline$-pi$inline$ ilə $inline$pi$inline$ diapazonunda olmalıdır.
$$display$$-pi<2pifrac{d}{lambda}sinphi
Bu bərabərsizliyi həll edərək, sıfırın qonşuluğunda unikallıq bölgəsinə dair bir şərt əldə edirik:
$$display$$|sinphi|
Görünür ki, unikallıq bölgəsinin bucaq baxımından ölçüsü əlaqədən asılıdır d/λ. Əgər d = 0.5λ, onda siqnalın gəlişinin hər bir istiqaməti “fərdi” olur və unikallıq bölgəsi bucaqların bütün spektrini əhatə edir. Əgər d = 2.0λ, onda 0, ±30, ±90 istiqamətləri ekvivalentdir. Radiasiya modelində difraksiya lobları görünür.
Tipik olaraq, diffraktiv lobların istiqamətləndirici anten elementləri tərəfindən sıxışdırılması axtarılır. Bu halda, anten massivinin ümumi şüalanma nümunəsi bir elementin nümunəsi ilə izotrop elementlər massivinin məhsuludur. Bir elementin RP parametrləri adətən anten massivinin qeyri-müəyyənlik bölgəsinin şərti əsasında seçilir.
Əsas lob eni
antena sisteminin əsas lobunun enini qiymətləndirmək üçün mühəndislik düsturu: $inline$Delta phi ≈ frac{lambda}{D}$inline$, burada D antenanın xarakterik ölçüsüdür. Formula güzgülər də daxil olmaqla müxtəlif növ antenalar üçün istifadə olunur. Bunun anten massivləri üçün də keçərli olduğunu göstərək.
Əsas maksimumun yaxınlığında nümunənin ilk sıfırları ilə əsas lobun enini təyin edək. Hesablayıcı $inline$F(phi)$inline$ üçün $inline$sinphi=mfrac{lambda}{dN}$inline$ qiymətində yox olur. İlk sıfırlar m = ±1-ə uyğundur. $inline$frac{lambda}{dN}<<1$inline$ biz $inline$Delta phi = 2frac{lambda}{dN}$inline$ alırıq.
Tipik olaraq, AP istiqamətləndirici naxışının eni yarım gücün (-3 dB) səviyyəsi ilə müəyyən edilir. Bu vəziyyətdə ifadədən istifadə edin:
$$display$$Delta phi≈0.88frac{lambda}{dN}$$display$$
Misal
Əsas lobun eni anten massivinin çəkiləri üçün müxtəlif amplituda dəyərləri təyin etməklə idarə oluna bilər. Üç paylamanı nəzərdən keçirin:
- Vahid amplituda paylanması (çəkilər 1): $inline$w_n=1$inline$.
- Barmaqlığın kənarlarına doğru düşən amplituda dəyərləri (çəkilər 2): $inline$w_n=0.5+0.3cos(2pifrac{n-1}{N}-pifrac{N-1}{N})$inline$
- Barmaqlığın kənarlarına doğru artan amplituda dəyərləri (çəkilər 3): $inline$w_n=0.5-0.3cos(2pifrac{n-1}{N}-pifrac{N-1}{N})$inline$
Şəkil loqarifmik miqyasda əldə edilən normallaşdırılmış şüalanma nümunələrini göstərir:
Şəkildən aşağıdakı tendensiyaları izləmək olar: massivin kənarlarına doğru azalan çəki əmsallarının amplitüdlərinin paylanması RP-nin əsas lobunun genişlənməsinə, lakin yan lobların səviyyəsinin azalmasına səbəb olur. Anten massivinin kənarlarına doğru artan amplituda dəyərləri, əksinə, əsas lobun daralmasına və yan divarların səviyyəsinin artmasına səbəb olur. Burada məhdudlaşdırıcı halları nəzərdən keçirmək rahatdır:
- Ekstremal elementlər istisna olmaqla, bütün elementlərin çəki əmsallarının amplitüdləri sıfıra bərabərdir. Ekstremal elementlər üçün çəkilər birə bərabərdir. Bu halda qəfəs dövrə malik iki elementli AR-a ekvivalent olur D = (N-1)d. Yuxarıdakı düsturdan istifadə edərək əsas lobun genişliyini qiymətləndirmək çətin deyil. Bu halda, yan divarlar difraksiya maksimumuna çevriləcək və əsas maksimum ilə səviyyəyə uyğunlaşacaq.
- Mərkəzi elementin çəkisi birinə, qalanları isə sıfıra bərabərdir. Bu vəziyyətdə, izotrop radiasiya nümunəsi olan bir antena əldə etdik.
Əsas maksimumun istiqaməti
Beləliklə, DN AR əsas lobunun enini necə tənzimləyə biləcəyinizi nəzərdən keçirdik. İndi istiqaməti necə idarə edəcəyimizə baxaq. Gəlin xatırlayaq alınan siqnal üçün. Radiasiya modelinin maksimumunun hansısa istiqamətdə $inline$phi_0$inline$ baxmasını istəyirik. Bu o deməkdir ki, bu istiqamətdən maksimum güc alınmalıdır. Bu istiqamət $inline$textbf{s}(phi_0)$inline$-da mərhələli vektora uyğundur. N-ölçülü vektor fəzası və alınan güc bu mərhələli vektorun nöqtə məhsulunun kvadratı və çəki vektoru kimi müəyyən edilir. w. İki vektorun skalyar hasili onlar olduqda maksimumdur , yəni. $inline$textbf{w}=beta textbf{s}(phi_0)$inline$ harada β bəzi normallaşdırıcı amildir. Beləliklə, tələb olunan istiqamət üçün mərhələli birinə bərabər çəki vektorunu seçsək, radiasiya nümunəsinin maksimumunu fırladıq.
Nümunə olaraq aşağıdakı çəkiləri nəzərdən keçirin: $inline$textbf{w}=textbf{s}(10°)$inline$
$$display$$w_n=exp{i2pifrac{d}{lambda}(n-1)sin(10pi/180)}$$display$$
Nəticədə, 10 ° istiqamətində əsas maksimum olan bir radiasiya nümunəsi əldə edirik.
İndi biz eyni çəki əmsallarını tətbiq edirik, lakin siqnal qəbulu üçün deyil, ötürülməsi üçün. Burada bir siqnal ötürüldükdə dalğa vektorunun istiqamətinin tərsinə çevrildiyini nəzərə almağa dəyər. Bu o deməkdir ki, elementlər qəbul etmək və ötürmək üçün eksponentdə işarəsi ilə fərqlənir, yəni. mürəkkəb konyuqasiya ilə bir-birinə bağlıdır. Nəticədə, eyni çəki əmsalları ilə qəbul üçün maksimum RP ilə üst-üstə düşməyən -10 ° istiqamətində ötürülmə üçün maksimum radiasiya nümunəsi alırıq.Vəziyyəti düzəltmək üçün kompleks konyuqasiya tətbiq etmək lazımdır. çəki əmsalları da.
Anten massivləri ilə işləyərkən qəbul və ötürmə üçün RP-nin formalaşmasının təsvir edilən xüsusiyyəti həmişə yadda saxlanmalıdır.
Gəlin radiasiya nümunəsi ilə oynayaq
Çoxsaylı yüksəkliklər
İstiqamətdə şüalanma sxeminin iki əsas maksimumunu yaratmaq vəzifəsini qoyaq: -5° və 10°. Bunun üçün çəki vektoru olaraq müvafiq istiqamətlər üçün mərhələli vektorların çəkili cəmini seçirik.
$$display$$textbf{w} = betatextbf{s}(10°)+(1-beta)textbf{s}(-5°)$$display$$
Nisbətin tənzimlənməsi β Əsas ləçəklər arasındakı nisbəti tənzimləyə bilərsiniz. Burada bir daha vektor fəzasında baş verənlərə baxmaq rahatdır. Əgər β 0.5-dən çox olarsa, çəki əmsallarının vektoru daha yaxındır s(10°), əks halda s(-5°). Çəki vektoru fazalardan birinə nə qədər yaxındırsa, müvafiq skalyar hasil bir o qədər böyükdür və buna görə də müvafiq RP maksimumunun qiyməti olur.
Bununla belə, hər iki əsas ləçəkin məhdud eni olduğunu nəzərə almağa dəyər və əgər biz iki yaxın istiqamətə uyğunlaşmaq istəsək, bu ləçəklər hansısa orta istiqamətə yönəldilmiş birinə birləşəcək.
Bir yüksək və sıfır
İndi maksimum şüalanma sxemini $inline$phi_1=10°$inline$ istiqamətinə uyğunlaşdırmağa çalışaq və eyni zamanda $inline$phi_2=-5°$inline$ istiqamətindən gələn siqnalı sıxışdıraq. Bunu etmək üçün müvafiq bucaq üçün sıfır DN təyin etməlisiniz. Bunu aşağıdakı şəkildə edə bilərsiniz:
$$display$$textbf{w}=textbf{s}_1-frac{textbf{s}_2^Htextbf{s}_1}{N}textbf{s}_2$$display$$
burada $inline$textbf{s}_1 = textbf{s}(10°)$inline$ və $inline$textbf{s}_2 = textbf{s}(-5°)$inline$.
Çəki vektorunun seçiminin həndəsi mənası aşağıdakı kimidir. Biz bu vektoru istəyirik w $inline$textbf{s}_1$inline$ üzərinə maksimum proyeksiyaya malik idi və $inline$textbf{s}_2$inline$ vektoruna ortoqonal idi. $inline$textbf{s}_1$inline$ vektoru iki şərt kimi təqdim edilə bilər: kollinear vektor $inline$textbf{s}_2$inline$ və ortoqonal vektor $inline$textbf{s}_2$inline$. Problemin ifadəsini təmin etmək üçün çəki əmsallarının vektoru kimi ikinci komponenti seçmək lazımdır w. Siz $inline$textbf{s}_1$inline$ vektorunu nöqtə hasilindən istifadə edərək normallaşdırılmış $inline$frac{textbf{s}_2}{sqrt{N}}$inline$ vektoruna proyeksiya edərək kollinear komponenti hesablaya bilərsiniz.
$$display$$textbf{s}_{1||}=frac{textbf{s}_2}{sqrt{N}}frac{textbf{s}_2^Htextbf{s}_1}{sqrt{N}} $$ekran$$
Müvafiq olaraq, $inline$textbf{s}_1$inline$ ilkin mərhələli vektordan onun kollinear komponentini çıxararaq, biz istədiyiniz çəki vektorunu əldə edirik.
Bəzi əlavə qeydlər
- Yuxarıdakı hər yerdə çəki vektorunun normallaşdırılması məsələsini buraxdım, yəni. onun uzunluğu. Beləliklə, çəki vektorunun normallaşdırılması anten massivinin radiasiya nümunəsinin xüsusiyyətlərinə təsir göstərmir: əsas maksimumun istiqaməti, əsas lobun eni və s. Həmçinin göstərilə bilər ki, bu normallaşma məkan emal blokunun çıxışında SNR-ə təsir etmir. Bu baxımdan, məkan siqnalının işlənməsi alqoritmlərini nəzərdən keçirərkən, mən adətən çəki vektorunun vahid normallaşdırılmasını qəbul edirəm, yəni. $inline$textbf{w}^Htextbf{w}=1$inline$
- Anten massivinin RP-nin formalaşması üçün imkanlar elementlərin sayı ilə müəyyən edilir N. Elementlər nə qədər çox olarsa, imkanlar da bir o qədər genişdir. Məkan çəkisi emalının həyata keçirilməsində daha çox sərbəstlik dərəcələri, N-ölçülü məkanda çəki vektorunu "bükülmək" üçün daha çox seçimdir.
- RP qəbul edərkən, antenna massivi fiziki olaraq mövcud deyil və bütün bunlar yalnız siqnalı emal edən hesablama qurğusunun "təxəyyülündə" mövcuddur. Bu o deməkdir ki, bir neçə nümunə eyni vaxtda sintez edilə bilər və müxtəlif istiqamətlərdən gələn siqnalları müstəqil şəkildə emal edə bilər. Ötürülmə vəziyyətində işlər bir qədər mürəkkəbdir, lakin müxtəlif məlumat axınlarını ötürmək üçün bir neçə DN sintez etmək də mümkündür. Rabitə sistemlərində bu texnologiya adlanır .
- Təqdim olunan matlab kodunun köməyi ilə siz özünüz DN ilə oynaya bilərsiniz
Kod% antenna array settings N = 10; % number of elements d = 0.5; % period of antenna array wLength = 1; % wavelength mode = 'receiver'; % receiver or transmitter % weights of antenna array w = ones(N,1); % w = 0.5 + 0.3*cos(2*pi*((0:N-1)-0.5*(N-1))/N).'; % w = 0.5 - 0.3*cos(2*pi*((0:N-1)-0.5*(N-1))/N).'; % w = exp(2i*pi*d/wLength*sin(10/180*pi)*(0:N-1)).'; % b = 0.5; w = b*exp(2i*pi*d/wLength*sin(+10/180*pi)*(0:N-1)).' + (1-b)*exp(2i*pi*d/wLength*sin(-5/180*pi)*(0:N-1)).'; % b = 0.5; w = b*exp(2i*pi*d/wLength*sin(+3/180*pi)*(0:N-1)).' + (1-b)*exp(2i*pi*d/wLength*sin(-3/180*pi)*(0:N-1)).'; % s1 = exp(2i*pi*d/wLength*sin(10/180*pi)*(0:N-1)).'; % s2 = exp(2i*pi*d/wLength*sin(-5/180*pi)*(0:N-1)).'; % w = s1 - (1/N)*s2*s2'*s1; % w = s1; % normalize weights w = w./sqrt(sum(abs(w).^2)); % set of angle values to calculate pattern angGrid_deg = (-90:0.5:90); % convert degree to radian angGrid = angGrid_deg * pi / 180; % calculate set of steerage vectors for angle grid switch (mode) case 'receiver' s = exp(2i*pi*d/wLength*bsxfun(@times,(0:N-1)',sin(angGrid))); case 'transmitter' s = exp(-2i*pi*d/wLength*bsxfun(@times,(0:N-1)',sin(angGrid))); end % calculate pattern y = (abs(w'*s)).^2; %linear scale plot(angGrid_deg,y/max(y)); grid on; xlim([-90 90]); % log scale % plot(angGrid_deg,10*log10(y/max(y))); % grid on; % xlim([-90 90]);
Adaptiv antena massivindən istifadə edərək hansı vəzifələri həll etmək olar?
Naməlum siqnalın optimal qəbuluSiqnalın gəliş istiqaməti məlum deyilsə (və rabitə kanalı çoxyolludursa, ümumiyyətlə bir neçə istiqamət var), o zaman antenna massivi tərəfindən alınan siqnalı təhlil edərək optimal çəki vektorunu yaratmaq mümkündür. w beləliklə, məkan emal qurğusunun çıxışında SNR maksimum olacaqdır.
Müdaxilə olduqda optimal siqnal qəbuluBurada problem aşağıdakı kimi qoyulur: gözlənilən faydalı siqnalın fəza parametrləri məlumdur, lakin xarici mühitdə müdaxilə mənbələri mövcuddur. Siqnal qəbuluna müdaxilənin təsirini minimuma endirərək, AA çıxışında SINR-ni maksimuma çatdırmaq lazımdır.
İstifadəçiyə optimal siqnal ötürülməsiBu problem mobil rabitə sistemlərində (4G, 5G), həmçinin Wi-Fi-da həll olunur. Məna sadədir: istifadəçi rəy kanalında xüsusi pilot siqnalların köməyi ilə rabitə kanalının məkan xüsusiyyətləri qiymətləndirilir və onun əsasında ötürülmə üçün çəki əmsallarının optimal vektoru seçilir.
Məlumat axınlarının məkan multipleksasiyasıAdaptiv antenna massivləri məlumatı eyni vaxtda bir neçə istifadəçiyə eyni tezlikdə ötürməyə imkan verir, onların hər biri üçün fərdi nümunə təşkil edir. Bu texnologiya MU-MIMO adlanır və hazırda kommunikasiya sistemlərində aktiv şəkildə tətbiq olunur (və artıq haradasa). Məkansal multipleksləşdirmə qabiliyyəti, məsələn, 4G LTE mobil rabitə standartında, IEEE802.11ay Wi-Fi standartında, 5G mobil rabitə standartlarında təmin edilir.
Radarlar üçün virtual anten massivləriRəqəmsal antena massivləri bir neçə ötürücü anten elementlərinin köməyi ilə siqnalın işlənməsi üçün əhəmiyyətli dərəcədə daha böyük ölçülü virtual antenna massivini yaratmağa imkan verir. Virtual şəbəkə realın bütün xüsusiyyətlərinə malikdir, lakin onun həyata keçirilməsi üçün daha az avadanlıq tələb olunur.
Radiasiya mənbələrinin parametrlərinin qiymətləndirilməsiAdaptiv anten massivləri say, güc, radio emissiya mənbələri, müxtəlif mənbələrin siqnalları arasında statistik əlaqə yaratmaq. Bu məsələdə adaptiv antena massivlərinin əsas üstünlüyü yaxın məsafədə yerləşən radiasiya mənbələrini super həll etmək qabiliyyətidir. Aralarındakı bucaq məsafəsi antenna massivinin əsas lobunun enindən az olan mənbələr (). Bu, əsasən, siqnalın vektor təsviri, məlum siqnal modeli, eləcə də xətti riyaziyyat aparatı sayəsində mümkün olur.
Diqqətinizə görə təşəkkür edirəm
Mənbə: www.habr.com