Добрага часу сутак.
Апошнія некалькі гадоў я прысвяціў даследаванню і стварэнню розных алгарытмаў прасторавай апрацоўкі сігналаў у адаптыўных антэнных рашотках, і працягваю займацца гэтым у рамках сваёй працы ў наш час. Тут я хацеў бы падзяліцца тымі ведамі і фішкамі, якія адкрыў для сябе. Спадзяюся, што гэта будзе карысна для людзей пачаткоўцаў вывучаць гэтую вобласць апрацоўкі сігналаў ці ж проста якія цікавяцца.
Што такое адаптыўная антэнная рашотка?
– гэта набор антэнных элементаў, некаторай выявай размешчаных у прасторы. Спрошчана структуру адаптыўнай антэннай рашоткі, якую мы будзем разглядаць, можна прадставіць у наступным выглядзе:
Адаптыўныя антэнныя рашоткі не рэдка называюць "разумнымі" антэнамі (). "Разумны" антэнную рашотку робіць блок прасторавай апрацоўкі сігналу і алгарытмы, рэалізаваныя ў ім. Гэтыя алгарытмы аналізуюць які прымаецца сігнал і фармуюць набор важніц каэфіцыентаў $inline$w_1…w_N$inline$, якія вызначаюць амплітуду і пачатковую фазу сігналу для кожнага з элементаў. Зададзенае амплітудна-фазавае размеркаванне вызначае усёй рашоткі ў цэлым. Магчымасць сінтэзаваць дыяграму накіраванасці неабходнай формы і змяняць яе ў працэсе апрацоўкі сігналу - адна з галоўных асаблівасцяў адаптыўных антэнных рашотак, якая дазваляе вырашаць шырокі . Але пра ўсё па парадку.
Як фарміруецца дыяграма накіраванасці?
характарызуе магутнасць сігналу, якая выпраменьваецца ў некаторым кірунку. Для прастаты пакладзем элементы рашоткі ізатропнымі, г.зн. для кожнага з іх магутнасць выпраменьванага сігналу не залежыць ад кірунку. Узмацненне або паслабленне магутнасці, выпраменьванай рашоткай у некаторым кірунку, атрымліваецца з прычыны ЭМВ, выпраменьваных рознымі элементамі антэнай рашоткі. Устойлівая інтэрферэнцыйная карціна для ЭМВ магчымая толькі пры ўмове іх , г.зн. рознасць фаз сігналаў не павінна мяняцца з часам. У ідэальным выпадку кожны з элементаў антэнай рашоткі павінен выпраменьваць. на адной і той жа апорнай частаце $inline$f_{0}$inline$. Аднак на практыцы даводзіцца працаваць з вузкапалоснымі сігналамі, мелымі спектр канчатковай шырыні $inline$Delta f << f_{0}$inline$.
Няхай усе элементы АР выпраменьваюць адзін і той жа сігнал з $inline$x_n(t)=u(t)$inline$. Тады на прымачы прыняты ад n-нага элемента сігнал можна прадставіць у выглядзе:
$$display$$a_n(t) = u(t-tau_n)e^{i2pi f_0(t-tau_n)}$$display$$
дзе $inline$tau_n$inline$ - затрымка ў распаўсюджванні сігналу ад антэннага элемента да кропкі прыёму.
Такі сігнал з'яўляецца «квазігарманічным», і для выканання ўмовы кагерэнтнасці неабходна, каб максімальная затрымка ў распаўсюджванні ЭМВ паміж любымі двума элементамі была шмат менш характэрнага часу змены абгінаючай сігналу $inline$T$inline$, г.зн. $inline$u(t-tau_n) ≈ u(t-tau_m)$inline$. Такім чынам, умову на кагерэнтнасць вузкапалоснага сігналу можна запісаць наступным чынам:
$$display$$T≈frac{1}{Delta f}>>frac{D_{max}}{c}=max(tau_k-tau_m) $$display$$
дзе $inline$D_{max}$inline$ - максімальная адлегласць паміж элементамі АР, а $inline$з$inline$ - хуткасць святла.
Пры прыёме сігналу кагерэнтнае сумаванне вырабляецца ў лічбавым выглядзе ў блоку прасторавай апрацоўкі. У гэтым выпадку комплекснае значэнне лічбавага сігналу на вынахадзе гэтага блока вызначаецца выразам:
$$display$$y=sum_{n=1}^Nw_n^*x_n$$display$$
Апошні выраз зручней уявіць у выглядзе N-мерных комплексных вектараў у матрычнай форме:
$$display$$y=(textbf{w},textbf{x})=textbf{w}^Htextbf{x}$$display$$
дзе w и x - вектары-слупкі, а $inline$(.)^H$inline$ - аперацыя .
Вектарнае паданне сігналаў з'яўляецца адным з базавых пры працы з антэннымі рашоткамі, т. да. часта дазваляе пазбегнуць грувасткіх матэматычных выкладак. Акрамя таго, атаясамліванне прынятага ў некаторы момант часу сігналу з вектарам часта дазваляе абстрагавацца ад рэальнай фізічнай сістэмы і зразумець, што ж менавіта адбываецца з пункта гледжання геаметрыі.
Каб разлічыць дыяграму накіраванасці антэнай рашоткі неабходна ўяўна і паслядоўна "запусціць" на яе набор з усіх магчымых напрамкаў. У гэтым выпадку значэння элементаў вектара x можна ўявіць у наступным выглядзе:
$$display$$x_n=s_n=exp{-i(textbf{k}(phi,theta),textbf{r}_n)}$$display$$
дзе k - , $inline$phi$inline$ і $inline$theta$inline$ – и , якія характарызуюць кірунак прыходу плоскай хвалі, $inline$textbf{r}_n$inline$ – каардыната антэннага элемента, $inline$s_n$inline$ – элемент які фазуе вектара s плоскай хвалі з хвалевым вектарам k (у англамоўнай літаратуры які фазуе вектар завуць steerage vector). Залежнасць квадрата амплітуды велічыні y ад $inline$phi$inline$ і $inline$theta$inline$ вызначае дыяграму накіраванасці антэнай рашоткі на прыём пры зададзеным вектары вагавых каэфіцыентаў w.
Асаблівасці дыяграмы накіраванасці антэнай рашоткі
Даследаваць агульныя ўласцівасці дыяграмы накіраванасці антэнных рашотак зручна на лінейнай эквідыстантнай антэннай рашотцы ў гарызантальна плоскасці (г.зн. РН залежыць толькі ад азімутальнага кута $inline$phi$inline$). Зручна з двух пунктаў гледжання: аналітычных выкладак і візуальнага ўяўлення.
Разлічым РН для адзінкавага вагавага вектара ($inline$w_n=1, n = 1 … N$inline$), вынікаючы апісанаму падыходу.
Матэматыка тут
Праекцыя хвалевага вектара на вертыкальную вось: $inline$k_v=-frac{2pi}{lambda}sinphi$inline$
Вертыкальная каардыната антэннага элемента з азначнікам n: $inline$r_{nv}=(n-1)d$inline$
Тут d – перыяд антэннай рашоткі (адлегласць паміж суседнімі элементамі), λ - Даўжыня хвалі. Усе іншыя элементы вектара r роўныя нулю.
Прымаемы антэнай рашоткай сігнал запісваецца ў наступным выглядзе:
$$display$$y=sum_{n=1}^{N}1 ⋅exp{i2pi nfrac{d}{lambda}sinphi}$$display$$
Ужыем формулу для и :
$$display$$y=frac{1-exp{i2pi Nfrac{d}{lambda}sinphi}}{1-exp{i2pi frac{d}{lambda}sinphi}}=frac{sin(pi frac{Nd}{lambda}sinphi)}{sin(pi frac{d}{lambda}sinphi)}exp{$pi
У выніку атрымаем:
$$display$$F(phi)=|y|^2=frac{sin^2(pi frac{Nd}{lambda}sinphi)}{sin^2(pi frac{d}{lambda}sinphi)} $ $display$$
Перыядычнасць дыяграмы накіраванасці
Атрыманая дыяграма накіраванасці антэннай рашоткі - перыядычная функцыя ад сінуса кута. Гэта значыць, што пры пэўных значэннях суадносін d/λ яна мае дыфракцыйныя (дадатковыя) максімумы.
Ненармаваная дыяграма накіраванасці антэнай рашоткі для N = 5
Нармаваная дыяграма накіраванасці антэннай рашоткі для N = 5 у палярнай сістэме каардынат
Палажэнне «дыфракцыяннікаў» можна паглядзець напрамую з для РН. Аднак мы паспрабуем зразумець, адкуль яны бяруцца фізічна і геаметрычна (у N-мернай прасторы).
элементы вектара s уяўляюць сабой комплексныя экспаненты $inline$e^{iPsi n}$inline$, значэнні якіх вызначаюцца велічынёй абагульненага кута $inline$Psi = 2pi frac{d}{lambda}sinphi$inline$. Калі існуюць два абагульненыя вуглы, якія адпавядаюць розным напрамкам прыходу плоскай хвалі, для якіх выконваецца $inline$Psi_1 = Psi_2 + 2pi m$inline$, то гэта значыць дзве рэчы:
- Фізічна: плоскія хвалевыя франты, якія прыходзяць з гэтых кірункаў, індукуюць на элементах антэнай рашоткі ідэнтычныя амплітудна-фазавыя размеркаванні электрамагнітных ваганняў.
- Геаметрычна: для гэтых двух напрамкаў супадаюць.
Звязаныя падобнай выявай напрамкі прыходу хвалі з'яўляюцца з пункту гледжання антэнай рашоткі эквівалентнымі і не адрозныя паміж сабой.
Як вызначыць вобласць кутоў, у якой заўсёды ляжыць толькі адзін галоўны максімум РН? Зробім гэта ў наваколлях нулявога азімута з наступных меркаванняў: велічыня набегу фаз паміж двума суседнімі элементамі павінна ляжаць у інтэрвале ад $inline$-pi$inline$ да $inline$pi$inline$.
$$display$$-pi<2pifrac{d}{lambda}sinphi
Дазваляючы дадзеную няроўнасць атрымаем умову на вобласць адназначнасці ў наваколлі за нуль:
$$display$$|sinphi|
Відаць, што памер вобласці адназначнасці па куце залежыць ад суадносін d/λ. Калі d = 0.5λ, то кожны кірунак прыходу сігналу "індывідуальна", а вобласць адназначнасці ахоплівае поўны дыяпазон кутоў. Калі ж d = 2.0λ, то напрамкі 0, ±30, ±90 - эквівалентныя. На дыяграме накіраванасці з`яўляюцца дыфракцыйныя пялёсткі.
Звычайна, дыфракцыйныя пялёсткі імкнуцца здушыць з дапамогай накіраваных антэнных элементаў. У гэтым выпадку поўная дыяграма накіраванасці антэннай рашоткі з'яўляецца творам РН аднаго элемента і рашоткі ізатропных элементаў. Параметры РН аднаго элемента звычайна выбіраюць зыходзячы з умовы на вобласць адназначнасці антэнай рашоткі.
Шырыня галоўнай пялёсткі
інжынерная формула для адзнакі шырыні галоўнай пялёсткі антэнай сістэмы: $inline$Delta phi ≈ frac{lambda}{D}$inline$, дзе D – характэрны памер антэны. Формула выкарыстоўваецца для рознага віду антэн, у тым ліку люстраных. Пакажам, што яна справядлівая і для антэнных кратаў.
Вызначым шырыню галоўнага пялёстка першымі нулямі РН у наваколлі галоўнага максімуму. Лічнік для $inline$F(phi)$inline$ звяртаецца ў нуль пры $inline$sinphi=mfrac{lambda}{dN}$inline$. Першыя нулі адпавядаюць m = ±1. $inline$frac{lambda}{dN}<<1$inline$ атрымліваем $inline$Delta phi = 2frac{lambda}{dN}$inline$.
Звычайна шырыню РН скіраванасці АР вызначаюць па ўзроўні палавіннай магутнасці (-3 дб). У гэтым выпадку выкарыстоўваюць выраз:
$$display$$Delta phi≈0.88frac{lambda}{dN}$$display$$
Прыклад
Шырынёй галоўнага пялёстка можна кіраваць, задаючы розныя значэнні амплітуд для важніц каэфіцыентаў антэнай рашоткі. Разгледзім тры размеркаванні:
- Раўнамернае размеркаванне амплітуды (weights 1): $inline$w_n=1$inline$.
- Спадальнае да краёў рашоткі значэння амплітуды (weights 2): $inline$w_n=0.5+0.3cos(2pifrac{n-1}{N}-pifrac{N-1}{N})$inline$
- Павялічваюцца да краёў рашоткі значэння амплітуды (weights 3): $inline$w_n=0.5-0.3cos(2pifrac{n-1}{N}-pifrac{N-1}{N})$inline$
На малюнку паказаны атрыманыя нармаваныя дыяграмы накіраванасці ў лагарыфмічным маштабе:
З малюнка можна прасачыць наступныя тэндэнцыі: спадае да бакоў рашоткі размеркаванне амплітуд важніц каэфіцыентаў прыводзіць да пашырэння галоўнай пялёсткі РН, але памяншэння ўзроўню бакавых пялёсткаў. Якія павялічваюцца да бакоў антэнай рашоткі значэння амплітуд, наадварот, прыводзяць да звужэння галоўнай пялёсткі і павелічэнню ўзроўня бакавікоў. Тут зручна разгледзець гранічныя выпадкі:
- Амплітуды важніц каэфіцыентаў усіх элементаў, акрамя крайніх, роўныя нулю. Вагі для крайніх элементаў роўныя адзінцы. У гэтым выпадку рашотка становіцца эквівалентная двухэлементнай АР з перыядам D = (N-1)d. Не цяжка прыкінуць па прадстаўленай вышэй формуле шырыню галоўнай пялёсткі. Пры гэтым бакавікі ператворацца ў дыфракцыйныя максімумы і выраўнуюцца па ўзроўні з галоўным максімумам.
- Вага цэнтральнага элемента роўны адзінцы, а ўсіх астатніх - нулю. У гэтым выпадку мы атрымалі па сутнасці адну антэну з ізатропнай дыяграмай накіраванасці.
Кірунак галоўнага максімуму
Такім чынам, мы паглядзелі, як можна рэгуляваць шырыню галоўнай пялёсткі РН АР. Цяпер паглядзім, як кіраваць напрамкам. Успомнім для прынятага сігналу. Хай мы жадаем, каб максімум дыяграмы скіраванасці глядзеў у некаторым кірунку $inline$phi_0$inline$. Гэта значыць, што з гэтага напрамку павінна прымацца максімальная магутнасць. Дадзенаму кірунку адпавядае фазавальны вектар $inline$textbf{s}(phi_0)$inline$ у N-мернай вектарнай прасторы, а прыманая магутнасць вызначаецца як квадрат скалярнага твора гэтага фазавальнага вектара на вектар важніц каэфіцыентаў w. Скалярны твор двух вектараў максімальна, калі яны , г.зн. $inline$textbf{w}=beta textbf{s}(phi_0)$inline$, дзе β - некаторы нарміруючы множнік. Такім чынам, калі мы выберам вагавы вектар роўным які фазуе для патрабаванага кірунку, то звярнем максімум дыяграмы скіраванасці.
Разгледзім у якасці прыкладу наступныя вагавыя каэфіцыенты: $inline$textbf{w}=textbf{s}(10°)$inline$
$$display$$w_n=exp{i2pifrac{d}{lambda}(n-1)sin(10pi/180)}$$display$$
У выніку атрымаем дыяграму накіраванасці з галоўным максімумам у напрамку 10 °.
Зараз ужыем тыя ж самыя важніцы каэфіцыенты, але не для прыёму сігналу, а для перадачы. Тут варта ўлічыць, што пры перадачы сігналу кірунак хвалевага вектара змяняецца на супрацьлеглае. Гэта значыць, што элементы для прыёму і перадачы адрозніваюцца знакам у паказчыку экспаненты, г.зн. звязаныя паміж сабой комплексным спалучэннем. У выніку атрымаем максімум дыяграмы накіраванасці на перадачу ў напрамку -10 °, што не супадае з максімумам РН на прыём пры тых жа вагавых каэфіцыентах. Што б выправіць сітуацыю, неабходна прымяніць комплекснае спалучэнне таксама і да вагавых каэфіцыентаў.
Апісаную асаблівасць фарміравання РН на прыём і перадачу варта заўсёды мець на ўвазе пры рабоце з антэннымі кратамі.
Пагуляем з дыяграмай накіраванасці
Некалькі максімумаў
Паставім задачу сфармаваць два асноўных максімуму дыяграмы накіраванасці ў напрамку: -5 ° і 10 °. Для гэтага абярэм у якасці вагавага вектара ўзважаную суму фазавальных вектараў для адпаведных кірункаў.
$$display$$textbf{w} = betatextbf{s}(10°)+(1-beta)textbf{s}(-5°)$$display$$
Рэгулюючы каэфіцыент β можна рэгуляваць суадносіны паміж галоўнымі пялёсткамі. Тут зноў зручна паглядзець на тое, што адбываецца ў вектарнай прасторы. Калі β больш 0.5, то вектар вагавых каэфіцыентаў ляжыць бліжэй да s(10 °), інакш да s(-5 °). Чым бліжэй вагавы вектар да аднаго з фазараў, тым больш які адпавядае скалярны твор, а такім чынам і велічыня які адпавядае максімуму РН.
Аднак варта ўлічыць, што абодва галоўных пялёсткі маюць канчатковую шырыню, і калі мы захочам наладзіцца на два блізкіх кірункі, то гэтыя пялёсткі зліюцца ў адзін, арыентаваны на некаторы сярэдні кірунак.
Адзін максімум і нуль
Цяпер паспрабуем наладзіць максімум дыяграмы накіраванасці на кірунак $inline$phi_1=10°$inline$ і адначасова здушыць сігнал, якая прыходзіць з кірунку $inline$phi_2=-5°$inline$. Для гэтага неабходна выставіць нуль РН для адпаведнага вугла. Зрабіць гэта можна наступным чынам:
$$display$$textbf{w}=textbf{s}_1-frac{textbf{s}_2^Htextbf{s}_1}{N}textbf{s}_2$$display$$
дзе $inline$textbf{s}_1 = textbf{s}(10°)$inline$, а $inline$textbf{s}_2 = textbf{s}(-5°)$inline$.
Геаметрычны сэнс выбару вагавага вектара наступны. Мы хочам, каб гэты вектар w меў максімальную праекцыю на $inline$textbf{s}_1$inline$ і пры гэтым быў артаганальны вектару $inline$textbf{s}_2$inline$. Вектар $inline$textbf{s}_1$inline$ можна прадставіць у выглядзе двух складнікаў: вектара калінеярнага $inline$textbf{s}_2$inline$ і вектар артаганальнай $inline$textbf{s}_2$inline$. Каб задаволіць пастаноўцы задачы, неабходна абраць другую кампаненту ў якасці вектара важніц каэфіцыентаў. w. Разлічыць калінеарную кампаненту можна спраектаваўшы вектар $inline$textbf{s}_1$inline$ на нармаваны вектар $inline$frac{textbf{s}_2}{sqrt{N}}$inline$ з дапамогай скалярнага твора.
$$display$$textbf{s}_{1||}=frac{textbf{s}_2}{sqrt{N}}frac{textbf{s}_2^Htextbf{s}_1}{sqrt{N}} $$display$$
Адпаведна, адымаючы з зыходнага фазавальнага вектара $inline$textbf{s}_1$inline$ яго коллинеарную кампаненту, атрымаем шуканы вагавы вектар.
Некаторыя дадатковыя заўвагі
- Усюды вышэй я апусціў пытанне нарміроўкі вагавага вектара, г.зн. яго даўжыні. Дык вось, нарміроўка вагавага вектара не ўплывае на характарыстыкі дыяграмы скіраванасці антэнай рашоткі: кірунак галоўнага максіму, шырыню галоўнай пялёсткі і да т.п. Можна таксама паказаць, што гэтая нарміроўка не ўплывае і на АСШ на вынахадзе блока прасторавай апрацоўкі. У сувязі з гэтым пры разглядзе алгарытмаў прасторавай апрацоўкі сігналу звычайна прымаю адзінкавую нарміроўку вагавага вектара, т.е. $inline$textbf{w}^Htextbf{w}=1$inline$
- Магчымасці па фармаванні РН антэнай рашоткі вызначаюцца колькасцю элементаў N. Чым больш элементаў, тым шырэй магчымасці. Тым больш ступеняў свабоды пры ажыццяўленні прасторавай вагавой апрацоўкі, больш варыянтаў як «пакруціць» вагавым вектарам у N-мернай прасторы.
- Пры ажыццяўленні прыёму РН антэнай рашоткі фізічна не існуе, а ўсё гэта існуе толькі ва "ўяўленні" вылічальнага блока, які ажыццяўляе апрацоўку сігналу. Гэта значыць, што ў адзін і той жа момант часу можна сінтэзаваць некалькі РН і весці незалежна апрацоўку сігналаў, якія прыходзяць з розных напрамкаў. У выпадку з перадачай усё некалькі складаней, аднак таксама існуе магчымасць сінтэзаваць некалькі РН для перадачы розных плыняў дадзеных. Такая тэхналогія ў сістэмах сувязі атрымала назву .
- З дапамогай прадстаўленага matlab кода можна самастойна пагуляцца з РН
Код% antenna array settings N = 10; % number of elements d = 0.5; % period of antenna array wLength = 1; % wavelength mode = 'receiver'; % receiver or transmitter % weights of antenna array w = ones(N,1); % w = 0.5 + 0.3*cos(2*pi*((0:N-1)-0.5*(N-1))/N).'; % w = 0.5 - 0.3*cos(2*pi*((0:N-1)-0.5*(N-1))/N).'; % w = exp(2i*pi*d/wLength*sin(10/180*pi)*(0:N-1)).'; % b = 0.5; w = b*exp(2i*pi*d/wLength*sin(+10/180*pi)*(0:N-1)).' + (1-b)*exp(2i*pi*d/wLength*sin(-5/180*pi)*(0:N-1)).'; % b = 0.5; w = b*exp(2i*pi*d/wLength*sin(+3/180*pi)*(0:N-1)).' + (1-b)*exp(2i*pi*d/wLength*sin(-3/180*pi)*(0:N-1)).'; % s1 = exp(2i*pi*d/wLength*sin(10/180*pi)*(0:N-1)).'; % s2 = exp(2i*pi*d/wLength*sin(-5/180*pi)*(0:N-1)).'; % w = s1 - (1/N)*s2*s2'*s1; % w = s1; % normalize weights w = w./sqrt(sum(abs(w).^2)); % set of angle values to calculate pattern angGrid_deg = (-90:0.5:90); % convert degree to radian angGrid = angGrid_deg * pi / 180; % calculate set of steerage vectors for angle grid switch (mode) case 'receiver' s = exp(2i*pi*d/wLength*bsxfun(@times,(0:N-1)',sin(angGrid))); case 'transmitter' s = exp(-2i*pi*d/wLength*bsxfun(@times,(0:N-1)',sin(angGrid))); end % calculate pattern y = (abs(w'*s)).^2; %linear scale plot(angGrid_deg,y/max(y)); grid on; xlim([-90 90]); % log scale % plot(angGrid_deg,10*log10(y/max(y))); % grid on; % xlim([-90 90]);
Якія задачы можна рашаць з дапамогай адаптыўнай антэнай рашоткі?
Аптымальны прыём невядомага сігналуКалі кірунак прыход сігналу невядомы (а калі канал сувязі шматпрамянёвай, напрамкаў наогул некалькі), то прааналізаваўшы прыманы антэнай рашоткай сігнал, можна сфарміраваць аптымальны вагавы вектар w так, што ОСШ на вынахадзе блока прасторавай апрацоўкі будзе максімальным.
Аптымальны прыём сігналу на фоне перашкодТут задача ставіцца наступным чынам: прасторавыя параметры чаканага карыснага сігналу вядомыя, аднак у навакольным асяроддзі існуюць крыніцы перашкод. Неабходна максымізаваць ОСШП на вынахадзе АР, максімальна панізіўшы ўплыў перашкод на прыём сігналу.
Аптымальная перада сігналу карыстачуДадзеная задача вырашаецца ў сістэмах мабільнай сувязі (4G, 5G), а таксама ў Wi-Fi. Сэнс просты: з дапамогай спецыяльных пілотных сігналаў у канале зваротнай сувязі карыстальніка праводзіцца ацэнка прасторавых характарыстык канала сувязі, і на яе аснове выбіраецца аптымальны для перадачы вектар вагавых каэфіцыентаў.
Прасторавае мультыплексаванне патокаў даныхАдаптыўныя антэнныя рашоткі дазваляюць весці перадачу дадзеных некалькім карыстачам у адно і тое ж час на адной і той жа частаце, сфармаваўшы для кожнага з іх індывідуальную РН. Дадзеная тэхналогія завецца MU-MIMO і ў наш час актыўна ўкараняецца (а дзесьці ўжо) у сістэмы сувязі. Магчымасць прасторавага мультыплексавання прадугледжана, напрыклад, у стандарце мабільнай сувязі 4G LTE, Wi-Fi стандарце IEEE802.11ay, стандартах мабільнай сувязі 5G.
Віртуальныя антэнныя масівы для радараўЛічбавыя антэнныя рашоткі дазваляюць з дапамогай некалькіх перадавальных антэнных элементаў сфармаваць для апрацоўкі сігналу віртуальную антэнную рашотку істотна вялікіх памераў. Віртуальная рашотка мае ўсе характарыстыкі рэальнай, аднак для сваёй рэалізацыі патрабуе меншых апаратных затрат.
Ацэнка параметраў крыніц выпраменьванняАдаптыўныя антэнныя рашоткі дазваляюць вырашаць задачу адзнакі ліку, магутнасці, крыніц радыёвыпраменьвання, усталёўваць статыстычную сувязь паміж сігналамі розных крыніц. Галоўнай добрай якасцю адаптыўных антэнных рашотак у гэтым пытанні з'яўляецца здольнасць да звышдазволу блізкаразмешчаных крыніц выпраменьвання. Крыніц, кутняя адлегласць паміж якімі менш шырыні галоўнага пялёстка дыяграмы накіраванасці антэннай рашоткі (). Галоўным чынам гэта становіцца магчымым за кошт вектарнага падання сігналу, вядомай сігнальнай мадэлі, а таксама апарата лінейнай матэматыкі.
Дзякуй за ўвагу
Крыніца: habr.com