Guten Tag.
Ich habe die letzten Jahre damit verbracht, verschiedene Algorithmen für die räumliche Signalverarbeitung in adaptiven Antennenarrays zu erforschen und zu entwickeln, und betreibe dies auch weiterhin im Rahmen meiner aktuellen Arbeit. Hier möchte ich das Wissen und die Tricks, die ich für mich entdeckt habe, weitergeben. Ich hoffe, dass dies für Leute nützlich sein wird, die mit dem Studium dieses Bereichs der Signalverarbeitung beginnen oder einfach nur daran interessiert sind.
Was ist ein adaptives Antennenarray?
– Dies ist eine Reihe von Antennenelementen, die auf irgendeine Weise im Weltraum platziert sind. Eine vereinfachte Struktur des adaptiven Antennenarrays, die wir betrachten werden, kann in der folgenden Form dargestellt werden:
Adaptive Antennenarrays werden oft als „intelligente“ Antennen bezeichnet (). Was ein Antennenarray „smart“ macht, sind die räumliche Signalverarbeitungseinheit und die darin implementierten Algorithmen. Diese Algorithmen analysieren das empfangene Signal und bilden einen Satz von Gewichtungskoeffizienten $inline$w_1…w_N$inline$, die die Amplitude und Anfangsphase des Signals für jedes Element bestimmen. Die vorgegebene Amplituden-Phasen-Verteilung bestimmt das gesamte Gitter als Ganzes. Die Fähigkeit, ein Strahlungsmuster der erforderlichen Form zu synthetisieren und es während der Signalverarbeitung zu ändern, ist eines der Hauptmerkmale adaptiver Antennenarrays, mit denen eine Vielzahl von Problemen gelöst werden können. . Aber der Reihe nach.
Wie entsteht das Strahlungsmuster?
charakterisiert die in eine bestimmte Richtung abgestrahlte Signalleistung. Der Einfachheit halber gehen wir davon aus, dass die Gitterelemente isotrop sind, d. h. Bei jedem von ihnen ist die Leistung des ausgesendeten Signals nicht von der Richtung abhängig. Dadurch wird die vom Gitter in eine bestimmte Richtung abgestrahlte Leistung verstärkt oder abgeschwächt Elektromagnetische Wellen, die von verschiedenen Elementen des Antennenarrays ausgesendet werden. Ein stabiles Interferenzmuster für elektromagnetische Wellen ist nur möglich, wenn sie , d.h. Die Phasendifferenz der Signale sollte sich im Laufe der Zeit nicht ändern. Im Idealfall sollte jedes Element des Antennenarrays strahlen auf der gleichen Trägerfrequenz $inline$f_{0}$inline$. Allerdings muss man in der Praxis mit schmalbandigen Signalen arbeiten, deren Spektrum endlicher Breite $inline$Delta f << f_{0}$inline$ ist.
Lassen Sie alle AR-Elemente das gleiche Signal mit aussenden $inline$x_n(t)=u(t)$inline$. Dann weiter Am Empfänger kann das vom n-ten Element empfangene Signal dargestellt werden bilden:
$$display$$a_n(t) = u(t-tau_n)e^{i2pi f_0(t-tau_n)}$$display$$
Dabei ist $inline$tau_n$inline$ die Verzögerung der Signalausbreitung vom Antennenelement zum Empfangspunkt.
Ein solches Signal ist „quasi-harmonisch“, und um die Kohärenzbedingung zu erfüllen, ist es notwendig, dass die maximale Verzögerung bei der Ausbreitung elektromagnetischer Wellen zwischen zwei beliebigen Elementen viel kürzer ist als die charakteristische Zeit der Änderung der Signalhüllkurve $inline$T$inline$, d. h. $inline$u(t-tau_n) ≈ u(t-tau_m)$inline$. Somit kann die Bedingung für die Kohärenz eines Schmalbandsignals wie folgt geschrieben werden:
$$display$$T≈frac{1}{Delta f}>>frac{D_{max}}{c}=max(tau_k-tau_m) $$display$$
Dabei ist $inline$D_{max}$inline$ der maximale Abstand zwischen AR-Elementen und $inline$с$inline$ die Lichtgeschwindigkeit.
Wenn ein Signal empfangen wird, wird die kohärente Summierung digital in der räumlichen Verarbeitungseinheit durchgeführt. In diesem Fall wird der komplexe Wert des digitalen Signals am Ausgang dieses Blocks durch den Ausdruck bestimmt:
$$display$$y=sum_{n=1}^Nw_n^*x_n$$display$$
Es ist bequemer, den letzten Ausdruck im Formular darzustellen N-dimensionale komplexe Vektoren in Matrixform:
$$display$$y=(textbf{w},textbf{x})=textbf{w}^Htextbf{x}$$display$$
wo w и x sind Spaltenvektoren und $inline$(.)^H$inline$ ist die Operation .
Die Vektordarstellung von Signalen ist eine der grundlegenden Darstellungen bei der Arbeit mit Antennenarrays, weil Oft können Sie umständliche mathematische Berechnungen vermeiden. Darüber hinaus ermöglicht die Identifizierung eines zu einem bestimmten Zeitpunkt empfangenen Signals mit einem Vektor oft, vom realen physikalischen System zu abstrahieren und zu verstehen, was genau aus geometrischer Sicht geschieht.
Um das Strahlungsmuster eines Antennenarrays zu berechnen, müssen Sie eine Reihe von Antennen im Kopf und nacheinander „starten“. aus allen möglichen Richtungen. In diesem Fall die Werte der Vektorelemente x kann in folgender Form dargestellt werden:
$$display$$x_n=s_n=exp{-i(textbf{k}(phi,theta),textbf{r}_n)}$$display$$
wo k - , $inline$phi$inline$ und $inline$theta$inline$ – и , charakterisiert die Ankunftsrichtung einer ebenen Welle, $inline$textbf{r}_n$inline$ ist die Koordinate des Antennenelements, $inline$s_n$inline$ ist das Element des Phasenvektors s ebene Welle mit Wellenvektor k (In der englischen Literatur wird der Phasenvektor als Steuervektor bezeichnet.) Abhängigkeit der quadrierten Amplitude der Größe y aus $inline$phi$inline$ und $inline$theta$inline$ bestimmt das Strahlungsmuster des Antennenarrays für den Empfang für einen gegebenen Vektor von Gewichtungskoeffizienten w.
Merkmale des Strahlungsmusters des Antennenarrays
Es ist praktisch, die allgemeinen Eigenschaften des Strahlungsmusters von Antennenarrays auf einem linearen äquidistanten Antennenarray in der horizontalen Ebene zu untersuchen (d. h. das Muster hängt nur vom Azimutwinkel $inline$phi$inline$ ab). Praktisch aus zwei Gesichtspunkten: analytische Berechnungen und visuelle Präsentation.
Berechnen wir den DN für einen Einheitsgewichtsvektor ($inline$w_n=1, n = 1 ... N$inline$) und folgen dabei der beschriebenen Vorgehensweise Ansatz.
Mathe hier
Projektion des Wellenvektors auf die vertikale Achse: $inline$k_v=-frac{2pi}{lambda}sinphi$inline$
Vertikalkoordinate des Antennenelements mit Index n: $inline$r_{nv}=(n-1)d$inline$
Hier d – Periode des Antennenarrays (Abstand zwischen benachbarten Elementen), λ — Wellenlänge. Alle anderen Vektorelemente r gleich Null.
Das vom Antennenarray empfangene Signal wird in folgender Form aufgezeichnet:
$$display$$y=sum_{n=1}^{N}1 ⋅exp{i2pi nfrac{d}{lambda}sinphi}$$display$$
Wenden wir die Formel für an и :
$$display$$y=frac{1-exp{i2pi Nfrac{d}{lambda}sinphi}}{1-exp{i2pi frac{d}{lambda}sinphi}}=frac{sin(pi frac{Nd} {lambda}sinphi)}{sin(pi frac{d}{lambda}sinphi)}exp{ipi frac{d(N-1)}{lambda}sinphi}$$display$$
Als Ergebnis erhalten wir:
$$display$$F(phi)=|y|^2=frac{sin^2(pi frac{Nd}{lambda}sinphi)}{sin^2(pi frac{d}{lambda}sinphi)} $ $anzeige$$
Häufigkeit des Strahlungsmusters
Das resultierende Strahlungsmuster des Antennenarrays ist eine periodische Funktion des Sinus des Winkels. Dies bedeutet, dass bei bestimmten Werten des Verhältnisses d/λ es hat Beugungsmaxima (zusätzlich).
Nicht standardisiertes Strahlungsdiagramm des Antennenarrays für N = 5
Normalisiertes Strahlungsmuster des Antennenarrays für N = 5 im Polarkoordinatensystem
Die Position der „Beugungsdetektoren“ kann direkt eingesehen werden für DN. Wir werden jedoch versuchen zu verstehen, woher sie physikalisch und geometrisch (im N-dimensionalen Raum) kommen.
Elemente Vektor s sind komplexe Exponenten $inline$e^{iPsi n}$inline$, deren Werte durch den Wert des verallgemeinerten Winkels $inline$Psi = 2pi frac{d}{lambda}sinphi$inline$ bestimmt werden. Wenn es zwei verallgemeinerte Winkel gibt, die unterschiedlichen Einfallsrichtungen einer ebenen Welle entsprechen, für die $inline$Psi_1 = Psi_2 + 2pi m$inline$ gilt, dann bedeutet dies zwei Dinge:
- Physisch: Aus diesen Richtungen kommende ebene Wellenfronten induzieren identische Amplituden-Phasen-Verteilungen elektromagnetischer Schwingungen auf den Elementen des Antennenarrays.
- Geometrisch: denn diese beiden Richtungen fallen zusammen.
Die so in Beziehung gesetzten Welleneinfallsrichtungen sind aus Sicht des Antennenarrays gleichwertig und nicht voneinander zu unterscheiden.
Wie lässt sich der Winkelbereich bestimmen, in dem immer nur ein Hauptmaximum des DP liegt? Machen wir dies in der Nähe des Azimuts Null aus folgenden Überlegungen: Die Größe der Phasenverschiebung zwischen zwei benachbarten Elementen muss im Bereich von $inline$-pi$inline$ bis $inline$pi$inline$ liegen.
$$display$$-pi<2pifrac{d}{lambda}sinphi
Wenn wir diese Ungleichung auflösen, erhalten wir die Bedingung für den Eindeutigkeitsbereich in der Nähe von Null:
$$display$$|sinphi|
Es ist ersichtlich, dass die Größe des Eindeutigkeitsbereichs im Winkel von der Beziehung abhängt d/λ. Wenn d = 0.5λ, dann ist jede Signalankunftsrichtung „individuell“ und der Eindeutigkeitsbereich deckt den gesamten Winkelbereich ab. Wenn d = 2.0λ, dann sind die Richtungen 0, ±30, ±90 äquivalent. Im Strahlungsmuster erscheinen Beugungskeulen.
Typischerweise wird versucht, Beugungskeulen durch gerichtete Antennenelemente zu unterdrücken. In diesem Fall ist das vollständige Strahlungsmuster des Antennenarrays das Produkt des Musters eines Elements und eines Arrays isotroper Elemente. Die Parameter des Musters eines Elements werden normalerweise basierend auf der Bedingung für den Eindeutigkeitsbereich des Antennenarrays ausgewählt.
Hauptkeulenbreite
Technische Formel zur Schätzung der Breite der Hauptkeule eines Antennensystems: $inline$Delta phi ≈ frac{lambda}{D}$inline$, wobei D die charakteristische Größe der Antenne ist. Die Formel wird für verschiedene Arten von Antennen verwendet, einschließlich Spiegelantennen. Zeigen wir, dass es auch für Antennenarrays gilt.
Bestimmen wir die Breite der Hauptkeule anhand der ersten Nullstellen des Musters in der Nähe des Hauptmaximums. Zähler für $inline$F(phi)$inline$ verschwindet, wenn $inline$sinphi=mfrac{lambda}{dN}$inline$. Die ersten Nullen entsprechen m = ±1. $inline$frac{lambda}{dN}<<1$inline$ erhalten wir $inline$Delta phi = 2frac{lambda}{dN}$inline$.
Typischerweise wird die Breite des Antennenrichtmusters durch den halben Leistungspegel (-3 dB) bestimmt. Verwenden Sie in diesem Fall den Ausdruck:
$$display$$Delta phi≈0.88frac{lambda}{dN}$$display$$
Beispiel
Die Breite der Hauptkeule kann durch Einstellen unterschiedlicher Amplitudenwerte für die Gewichtungskoeffizienten des Antennenarrays gesteuert werden. Betrachten wir drei Verteilungen:
- Gleichmäßige Amplitudenverteilung (Gewichte 1): $inline$w_n=1$inline$.
- Zu den Rändern des Gitters hin abnehmende Amplitudenwerte (Gewichte 2): $inline$w_n=0.5+0.3cos(2pifrac{n-1}{N}-pifrac{N-1}{N})$inline$
- Zu den Rändern des Gitters hin zunehmende Amplitudenwerte (Gewichte 3): $inline$w_n=0.5-0.3cos(2pifrac{n-1}{N}-pifrac{N-1}{N})$inline$
Die Abbildung zeigt die resultierenden normalisierten Strahlungsmuster im logarithmischen Maßstab:
Aus der Abbildung lassen sich folgende Trends erkennen: Die zu den Rändern des Arrays hin abnehmende Verteilung der Gewichtungskoeffizientenamplituden führt zu einer Verbreiterung der Hauptkeule des Musters, aber zu einer Abnahme der Höhe der Nebenkeulen. Zu den Rändern des Antennenarrays hin zunehmende Amplitudenwerte führen dagegen zu einer Verengung der Hauptkeule und einer Erhöhung des Pegels der Nebenkeulen. Hier bietet es sich an, Grenzfälle zu betrachten:
- Die Amplituden der Gewichtungskoeffizienten aller Elemente außer den extremen sind gleich Null. Die Gewichte für die äußersten Elemente sind gleich eins. In diesem Fall entspricht das Gitter einem AR mit zwei Elementen und einer Periode D = (N-1)d. Mit der oben dargestellten Formel lässt sich die Breite des Hauptblütenblatts leicht abschätzen. In diesem Fall werden die Seitenwände zu Beugungsmaxima und richten sich nach dem Hauptmaximum aus.
- Das Gewicht des zentralen Elements ist gleich eins und alle anderen sind gleich null. In diesem Fall haben wir im Wesentlichen eine Antenne mit isotropem Strahlungsmuster erhalten.
Richtung des Hauptmaximums
Deshalb haben wir uns angeschaut, wie Sie die Breite der Hauptkeule des AP AP anpassen können. Nun wollen wir sehen, wie wir die Richtung steuern. Lass uns erinnern für das empfangene Signal. Wir möchten, dass das Maximum des Strahlungsmusters in eine bestimmte Richtung $inline$phi_0$inline$ schaut. Das bedeutet, dass aus dieser Richtung die maximale Leistung empfangen werden sollte. Diese Richtung entspricht dem Phasenvektor $inline$textbf{s}(phi_0)$inline$ in N-dimensionalen Vektorraum, und die empfangene Leistung ist als Quadrat des Skalarprodukts dieses Phasenvektors und des Vektors der Gewichtungskoeffizienten definiert w. Das Skalarprodukt zweier Vektoren ist maximal, wenn sie , d.h. $inline$textbf{w}=beta textbf{s}(phi_0)$inline$, wobei β – ein normalisierender Faktor. Wenn wir also den Gewichtsvektor gleich dem Phasenvektor für die erforderliche Richtung wählen, drehen wir das Maximum des Strahlungsmusters.
Betrachten Sie als Beispiel die folgenden Gewichtungsfaktoren: $inline$textbf{w}=textbf{s}(10°)$inline$
$$display$$w_n=exp{i2pifrac{d}{lambda}(n-1)sin(10pi/180)}$$display$$
Als Ergebnis erhalten wir ein Strahlungsmuster mit dem Hauptmaximum in Richtung 10°.
Nun wenden wir die gleichen Gewichtungskoeffizienten an, jedoch nicht für den Signalempfang, sondern für die Übertragung. Hierbei ist zu berücksichtigen, dass sich bei der Übertragung eines Signals die Richtung des Wellenvektors in die entgegengesetzte Richtung ändert. Das bedeutet, dass die Elemente für Empfang und Übertragung unterscheiden sie sich im Vorzeichen des Exponenten, d. h. sind durch komplexe Konjugation miteinander verbunden. Als Ergebnis erhalten wir das Maximum des Strahlungsmusters für die Übertragung in der Richtung von -10°, das nicht mit dem Maximum des Strahlungsmusters für den Empfang mit den gleichen Gewichtskoeffizienten übereinstimmt. Um die Situation zu korrigieren, ist es notwendig Wenden Sie die komplexe Konjugation auch auf die Gewichtskoeffizienten an.
Bei der Arbeit mit Antennenarrays ist die beschriebene Besonderheit der Musterbildung für Empfang und Übertragung stets zu beachten.
Spielen wir mit dem Strahlungsmuster
Mehrere Höhen
Stellen wir uns die Aufgabe, zwei Hauptmaxima des Strahlungsmusters in der Richtung zu bilden: -5° und 10°. Dazu wählen wir als Gewichtsvektor die gewichtete Summe der Phasenvektoren für die entsprechenden Richtungen.
$$display$$textbf{w} = betatextbf{s}(10°)+(1-beta)textbf{s}(-5°)$$display$$
Anpassen des Verhältnisses β Sie können das Verhältnis zwischen den Hauptblütenblättern anpassen. Auch hier ist es praktisch, sich anzusehen, was im Vektorraum passiert. Wenn β größer als 0.5 ist, liegt der Vektor der Gewichtungskoeffizienten näher bei s(10°), sonst zu s(-5°). Je näher der Gewichtsvektor an einem der Zeiger liegt, desto größer ist das entsprechende Skalarprodukt und damit der Wert des entsprechenden maximalen DP.
Es ist jedoch zu bedenken, dass beide Hauptblütenblätter eine endliche Breite haben, und wenn wir uns auf zwei nahe beieinander liegende Richtungen einstellen wollen, dann verschmelzen diese Blütenblätter zu einer einzigen, die auf eine bestimmte mittlere Richtung ausgerichtet ist.
Ein Maximum und Null
Versuchen wir nun, das Maximum des Strahlungsmusters an die Richtung $inline$phi_1=10°$inline$ anzupassen und gleichzeitig das Signal zu unterdrücken, das aus der Richtung $inline$phi_2=-5°$inline$ kommt. Dazu müssen Sie den DN-Nullpunkt für den entsprechenden Winkel einstellen. Sie können dies wie folgt tun:
$$display$$textbf{w}=textbf{s}_1-frac{textbf{s}_2^Htextbf{s}_1}{N}textbf{s}_2$$display$$
wobei $inline$textbf{s}_1 = textbf{s}(10°)$inline$ und $inline$textbf{s}_2 = textbf{s}(-5°)$inline$.
Die geometrische Bedeutung der Auswahl eines Gewichtsvektors ist wie folgt. Wir wollen diesen Vektor w hatte eine maximale Projektion auf $inline$textbf{s}_1$inline$ und war gleichzeitig orthogonal zum Vektor $inline$textbf{s}_2$inline$. Der Vektor $inline$textbf{s}_1$inline$ kann als zwei Terme dargestellt werden: ein kollinearer Vektor $inline$textbf{s}_2$inline$ und ein orthogonaler Vektor $inline$textbf{s}_2$inline$. Um die Problemstellung zu erfüllen, ist es notwendig, die zweite Komponente als Vektor von Gewichtungskoeffizienten auszuwählen w. Die kollineare Komponente kann berechnet werden, indem der Vektor $inline$textbf{s}_1$inline$ mithilfe des Skalarprodukts auf den normalisierten Vektor $inline$frac{textbf{s}_2}{sqrt{N}}$inline$ projiziert wird.
$$display$$textbf{s}_{1||}=frac{textbf{s}_2}{sqrt{N}}frac{textbf{s}_2^Htextbf{s}_1}{sqrt{N}} $$anzeige$$
Dementsprechend erhalten wir durch Subtrahieren seiner kollinearen Komponente vom ursprünglichen Phasenvektor $inline$textbf{s}_1$inline$ den gewünschten Gewichtsvektor.
Einige zusätzliche Anmerkungen
- Überall oben habe ich die Frage der Normalisierung des Gewichtsvektors weggelassen, d. h. seine Länge. Die Normalisierung des Gewichtsvektors hat also keinen Einfluss auf die Eigenschaften des Strahlungsmusters des Antennenarrays: die Richtung des Hauptmaximums, die Breite der Hauptkeule usw. Es kann auch gezeigt werden, dass diese Normalisierung keinen Einfluss auf das SNR am Ausgang der räumlichen Verarbeitungseinheit hat. In diesem Zusammenhang akzeptieren wir bei der Betrachtung räumlicher Signalverarbeitungsalgorithmen normalerweise eine Einheitsnormalisierung des Gewichtsvektors, d. h. $inline$textbf{w}^Htextbf{w}=1$inline$
- Die Möglichkeiten zur Bildung eines Musters eines Antennenarrays werden durch die Anzahl der Elemente N bestimmt. Je mehr Elemente, desto größer die Möglichkeiten. Je mehr Freiheitsgrade bei der Implementierung der räumlichen Gewichtungsverarbeitung vorhanden sind, desto mehr Möglichkeiten gibt es, den Gewichtungsvektor im N-dimensionalen Raum zu „verdrehen“.
- Beim Empfang von Strahlungsmustern existiert das Antennenarray nicht physisch, und all dies existiert nur in der „Vorstellung“ der Recheneinheit, die das Signal verarbeitet. Dies bedeutet, dass es gleichzeitig möglich ist, mehrere Muster zu synthetisieren und Signale aus verschiedenen Richtungen unabhängig voneinander zu verarbeiten. Bei der Übertragung ist alles etwas komplizierter, es ist aber auch möglich, mehrere DNs zu synthetisieren, um unterschiedliche Datenströme zu übertragen. Diese Technologie wird in Kommunikationssystemen genannt .
- Mithilfe des vorgestellten Matlab-Codes können Sie selbst mit dem DN herumspielen
Code% antenna array settings N = 10; % number of elements d = 0.5; % period of antenna array wLength = 1; % wavelength mode = 'receiver'; % receiver or transmitter % weights of antenna array w = ones(N,1); % w = 0.5 + 0.3*cos(2*pi*((0:N-1)-0.5*(N-1))/N).'; % w = 0.5 - 0.3*cos(2*pi*((0:N-1)-0.5*(N-1))/N).'; % w = exp(2i*pi*d/wLength*sin(10/180*pi)*(0:N-1)).'; % b = 0.5; w = b*exp(2i*pi*d/wLength*sin(+10/180*pi)*(0:N-1)).' + (1-b)*exp(2i*pi*d/wLength*sin(-5/180*pi)*(0:N-1)).'; % b = 0.5; w = b*exp(2i*pi*d/wLength*sin(+3/180*pi)*(0:N-1)).' + (1-b)*exp(2i*pi*d/wLength*sin(-3/180*pi)*(0:N-1)).'; % s1 = exp(2i*pi*d/wLength*sin(10/180*pi)*(0:N-1)).'; % s2 = exp(2i*pi*d/wLength*sin(-5/180*pi)*(0:N-1)).'; % w = s1 - (1/N)*s2*s2'*s1; % w = s1; % normalize weights w = w./sqrt(sum(abs(w).^2)); % set of angle values to calculate pattern angGrid_deg = (-90:0.5:90); % convert degree to radian angGrid = angGrid_deg * pi / 180; % calculate set of steerage vectors for angle grid switch (mode) case 'receiver' s = exp(2i*pi*d/wLength*bsxfun(@times,(0:N-1)',sin(angGrid))); case 'transmitter' s = exp(-2i*pi*d/wLength*bsxfun(@times,(0:N-1)',sin(angGrid))); end % calculate pattern y = (abs(w'*s)).^2; %linear scale plot(angGrid_deg,y/max(y)); grid on; xlim([-90 90]); % log scale % plot(angGrid_deg,10*log10(y/max(y))); % grid on; % xlim([-90 90]);
Welche Probleme können mit einem adaptiven Antennenarray gelöst werden?
Optimaler Empfang eines unbekannten SignalsWenn die Ankunftsrichtung des Signals unbekannt ist (und wenn der Kommunikationskanal ein Mehrwegekanal ist, gibt es im Allgemeinen mehrere Richtungen), ist es durch Analyse des vom Antennenarray empfangenen Signals möglich, einen optimalen Gewichtsvektor zu bilden w so dass das SNR am Ausgang der räumlichen Verarbeitungseinheit maximal ist.
Optimaler Signalempfang bei HintergrundgeräuschenHier stellt sich das Problem wie folgt dar: Die räumlichen Parameter des erwarteten Nutzsignals sind bekannt, es gibt jedoch Störquellen in der äußeren Umgebung. Es ist notwendig, das SINR am AP-Ausgang zu maximieren und den Einfluss von Interferenzen auf den Signalempfang zu minimieren.
Optimale Signalübertragung zum BenutzerDieses Problem wird sowohl in mobilen Kommunikationssystemen (4G, 5G) als auch in Wi-Fi gelöst. Die Bedeutung ist einfach: Mit Hilfe spezieller Pilotsignale im Benutzer-Feedback-Kanal werden die räumlichen Eigenschaften des Kommunikationskanals bewertet und auf dieser Grundlage der für die Übertragung optimale Vektor von Gewichtungskoeffizienten ausgewählt.
Räumliches Multiplexen von DatenströmenAdaptive Antennenarrays ermöglichen die Datenübertragung an mehrere Benutzer gleichzeitig auf derselben Frequenz und bilden für jeden von ihnen ein individuelles Muster. Diese Technologie heißt MU-MIMO und wird derzeit (und irgendwo bereits) aktiv in Kommunikationssystemen implementiert. Die Möglichkeit des räumlichen Multiplexings bieten beispielsweise der Mobilfunkstandard 4G LTE, der WLAN-Standard IEEE802.11ay und die Mobilfunkstandards 5G.
Virtuelle Antennenarrays für RadareDigitale Antennenarrays ermöglichen es, durch den Einsatz mehrerer Sendeantennenelemente ein deutlich größeres virtuelles Antennenarray zur Signalverarbeitung zu bilden. Ein virtuelles Grid verfügt über alle Eigenschaften eines realen Grids, erfordert jedoch weniger Hardware für die Implementierung.
Schätzung der Parameter von StrahlungsquellenAdaptive Antennenarrays ermöglichen die Lösung des Problems der Schätzung der Anzahl, Leistung, Quellen von Funkemissionen stellen einen statistischen Zusammenhang zwischen Signalen verschiedener Quellen her. Der Hauptvorteil adaptiver Antennenarrays in dieser Hinsicht ist die Fähigkeit, nahegelegene Strahlungsquellen superaufzulösen. Quellen, deren Winkelabstand kleiner ist als die Breite der Hauptkeule des Strahlungsdiagramms der Antennengruppe (). Dies ist vor allem durch die Vektordarstellung des Signals, das bekannte Signalmodell sowie den Apparat der linearen Mathematik möglich.
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Source: habr.com