🥇Adaptaj antenoj: kiel ĝi funkcias? (Bazoj)

Bonan tempon de tago.

Mi pasigis la lastajn jarojn esplorante kaj kreante diversajn algoritmojn por spaca signal-prilaborado en adaptaj antenaj tabeloj, kaj daŭre faras tion kiel parto de mia nuna laboro. Ĉi tie mi ŝatus kunhavigi la sciojn kaj lertaĵojn, kiujn mi malkovris por mi mem. Mi esperas, ke ĉi tio estos utila por homoj, kiuj komencas studi ĉi tiun fakon de signala prilaborado aŭ tiuj, kiuj simple interesiĝas.

Kio estas adapta antena tabelo?

Antena tabelo – ĉi tio estas aro de antenoj iel metitaj en la spacon. Simpligita strukturo de la adapta antena aro, kiun ni konsideros, povas esti reprezentita en la sekva formo:

Adaptaj antenaroj ofte estas nomitaj "inteligentaj" antenoj (Inteligenta anteno). Kio igas antenan tabelon "inteligenta" estas la spaca signal-prilabora unuo kaj la algoritmoj efektivigitaj en ĝi. Tiuj algoritmoj analizas la ricevitan signalon kaj formas aron de pezkoeficientoj $inline$w_1...w_N$inline$, kiuj determinas la amplitudon kaj komencan fazon de la signalo por ĉiu elemento. La donita amplitud-faza distribuo determinas radiada ŝablono la tuta krado entute. La kapablo sintezi radiadpadronon de la bezonata formo kaj ŝanĝi ĝin dum signal-prilaborado estas unu el la ĉefaj trajtoj de adaptaj antenaj aroj, kio permesas solvi larĝan gamon de problemoj. gamo da taskoj. Sed unue aferojn.

Kiel formiĝas la radiadbildo?

Direkta ŝablono karakterizas la signalpotencon elsendita en certa direkto. Por simpleco, ni supozas ke la kradaj elementoj estas izotropaj, t.e. por ĉiu el ili, la potenco de la elsendita signalo ne dependas de la direkto. La plifortigo aŭ malfortiĝo de la potenco elsendita de la krado en certa direkto estas akirita pro enmiksiĝo Elektromagnetaj ondoj elsenditaj de diversaj elementoj de la antenaro. Stabila interferpadrono por elektromagnetaj ondoj estas ebla nur se ili kohereco, t.e. la fazdiferenco de la signaloj ne devus ŝanĝi dum tempo. Ideale, ĉiu elemento de la antenaro devus radii harmonia signalo sur la sama portanta frekvenco $inline$f_{0}$inline$. Tamen, en la praktiko oni devas labori kun mallarĝbendaj signaloj havantaj spektron de finia larĝo $inline$Delta f << f_{0}$inline$.
Lasu ĉiujn AR-elementojn elsendi la saman signalon kun kompleksa amplitudo $enlinio$x_n(t)=u(t)$enlinio$. Tiam plu fora ĉe la ricevilo, la signalo ricevita de la n-a elemento povas esti reprezentita en analizaj formo:

$$montro$$a_n(t) = u(t-tau_n)e^{i2pi f_0(t-tau_n)}$$montro$$

kie $inline$tau_n$inline$ estas la prokrasto en signaldisvastigo de la antena elemento ĝis la ricevpunkto.
Tia signalo estas "kvazaŭharmonia", kaj por kontentigi la kohereckondiĉon, estas necese ke la maksimuma prokrasto en la disvastigo de elektromagnetaj ondoj inter iuj du elementoj estas multe malpli ol la karakteriza tempo de ŝanĝo en la signalkoverto $inline$T$inline$, t.e. $enlinio$u(t-tau_n) ≈ u(t-tau_m)$enlinio$. Tiel, la kondiĉo por la kohereco de mallarĝbenda signalo povas esti skribita jene:

$$montro$$T≈frac{1}{Delta f}>>frac{D_{max}}{c}=max(tau_k-tau_m) $$montro$$

kie $inline$D_{max}$inline$ estas la maksimuma distanco inter AR-elementoj, kaj $inline$с$inline$ estas la lumrapido.

Kiam signalo estas ricevita, kohera sumado estas farita ciferece en la spaca pretiga unuo. En ĉi tiu kazo, la kompleksa valoro de la cifereca signalo ĉe la eligo de ĉi tiu bloko estas determinita per la esprimo:

$$montro$$y=sumo_{n=1}^Nw_n^*x_n$$montro$$

Estas pli oportune reprezenti la lastan esprimon en la formo punktoprodukto N-dimensiaj kompleksaj vektoroj en matrica formo:

$$montro$$y=(textbf{w},textbf{x})=tekstobf{w}^Htextbf{x}$$montro$$

kie w и x estas kolumvektoroj, kaj $inline$(.)^H$inline$ estas la operacio Hermita konjugacio.

Vektora reprezentado de signaloj estas unu el la bazaj kiam oni laboras kun antenaj tabeloj, ĉar ofte permesas eviti maloportunajn matematikajn kalkulojn. Krome, identigi signalon ricevitan en certa momento en tempo kun vektoro ofte permesas al oni abstrakti de la reala fizika sistemo kaj kompreni kio ĝuste okazas el la vidpunkto de geometrio.

Por kalkuli la radiadan ŝablonon de antenaro, vi devas mense kaj sinsekve "lanĉi" aron de aviadilaj ondoj de ĉiuj eblaj direktoj. En ĉi tiu kazo, la valoroj de la vektoraj elementoj x povas esti reprezentita en la sekva formo:

$$montro$$x_n=s_n=exp{-i(tekstobf{k}(phi,theta),textbf{r}_n)}$$montro$$

kie k - ondovektoro, $inline$phi$inline$ kaj $inline$theta$enline$ – azimuta angulo и angulo de alteco, karakterizanta la direkton de alveno de ebena ondo, $inline$textbf{r}_n$inline$ estas la koordinato de la antena elemento, $inline$s_n$inline$ estas la elemento de la faza vektoro s ebena ondo kun ondovektoro k (en angla literaturo la phasing-vektoro estas nomita steerage-vektoro). Dependeco de la kvadrata amplitudo de la kvanto y de $inline$phi$inline$ kaj $inline$theta$inline$ determinas la radiadan ŝablonon de la antena tabelo por ricevo por donita vektoro de pezkoeficientoj w.

Trajtoj de la antena tabelo radiadpadrono

Estas oportune studi la ĝeneralajn ecojn de la radiadbildo de antenaro sur lineara egaldistanca antenaro en la horizontala ebeno (t.e., la ŝablono dependas nur de la azimuta angulo $inline$phi$inline$). Konvena el du vidpunktoj: analizaj kalkuloj kaj vida prezento.

Ni kalkulu la DN por unuopeza vektoro ($inline$w_n=1, n = 1 ... N$inline$), sekvante la priskribitan altaj alproksimiĝo.
Matematiko ĉi tie
Projekcio de la ondovektoro sur la vertikala akso: $inline$k_v=-frac{2pi}{lambda}sinphi$inline$
Vertikala koordinato de la antena elemento kun indekso n: $inline$r_{nv}=(n-1)d$inline$
estas d - periodo de antena tabelo (distanco inter apudaj elementoj), λ — ondolongo. Ĉiuj aliaj vektoraj elementoj r estas egalaj al nulo.
La signalo ricevita per la antenaro estas registrita en la sekva formo:

$$montro$$y=sumo_{n=1}^{N}1 ⋅exp{i2pi nfrac{d}{lambda}sinphi}$$montro$$

Ni apliku la formulon por sumoj de geometria progresado и reprezentado de trigonometriaj funkcioj laŭ kompleksaj eksponencialoj :

$$montro$$y=frac{1-eksp{i2pi Nfrac{d}{lambda}sinfi}}{1-eks{i2pi frac{d}{lambda}sinfi}}=frac{sin(pi frac{Nd} {lambda}sinfi)}{sin(pi frac{d}{lambda}sinfi)}exp{ipi frac{d(N-1)}{lambda}sinfi}$$montri$$

Kiel rezulto, ni ricevas:

$$montro$$F(phi)=|y|^2=frac{sin^2(pi frac{Nd}{lambda}sinphi)}{sin^2(pi frac{d}{lambda}sinphi)} $ $montri$$

Ofteco de radiada ŝablono

La rezulta antena tabela radiadpadrono estas perioda funkcio de la sinuso de la angulo. Ĉi tio signifas, ke ĉe certaj valoroj de la proporcio d/λ ĝi havas difraktajn (aldonajn) maksimumojn.
Ne-normigita radiadpadrono de la antenaro por N = 5
Normaligita radiadpadrono de la antenaro por N = 5 en la polusa koordinatsistemo

La pozicio de la "difraktodetektiloj" povas esti rigardita rekte de formuloj por DN. Tamen ni provos kompreni de kie ili venas fizike kaj geometrie (en N-dimensia spaco).

Eroj fazo vektoro s estas kompleksaj eksponentoj $inline$e^{iPsi n}$inline$, kies valoroj estas determinitaj per la valoro de la ĝeneraligita angulo $inline$Psi = 2pi frac{d}{lambda}sinphi$enline$. Se estas du ĝeneraligitaj anguloj respondaj al malsamaj direktoj de alveno de ebena ondo, por kiu $enline$Psi_1 = Psi_2 + 2pi m$inline$, tiam tio signifas du aferojn:

Fizike: ebenaj ondofrontoj venantaj de tiuj indikoj induktas identajn amplitud-fazajn distribuojn de elektromagnetaj osciladoj sur la elementoj de la antenaro.
Geometrie: fazaj vektoroj ĉar ĉi tiuj du direktoj koincidas.

La direktoj de ondo-alveno rilataj tiamaniere estas ekvivalentaj de la perspektivo de la antenaro kaj estas nedistingeblaj unu de la alia.

Kiel determini la regionon de anguloj, en kiu ĉiam kuŝas nur unu ĉefa maksimumo de la DP? Ni faru ĉi tion proksime de nula azimuto el la sekvaj konsideroj: la grando de la fazoŝanĝo inter du apudaj elementoj devas troviĝi en la intervalo de $inline$-pi$inline$ ĝis $inline$pi$inline$.

$$montri$$-pi<2pifrac{d}{lambda}sinphi

Solvante ĉi tiun malegalecon, ni akiras la kondiĉon por la regiono de unikeco en la najbareco de nulo:

$$montri$$|sinphi|

Oni povas vidi ke la grandeco de la regiono de unikeco en angulo dependas de la rilato d/λ. Se d = 0.5λ, tiam ĉiu direkto de signala alveno estas "individua", kaj la regiono de unikeco kovras la plenan gamon de anguloj. Se d = 2.0λ, tiam la direktoj 0, ±30, ±90 estas ekvivalentaj. Difraktoloboj aperas sur la radiadpadrono.

Tipe, difraktoloboj estas serĉitaj por esti subpremitaj uzante unudirektajn antenelementojn. En ĉi tiu kazo, la kompleta radiadpadrono de la antenaro estas la produkto de la padrono de unu elemento kaj aro de izotropaj elementoj. La parametroj de la padrono de unu elemento estas kutime elektitaj surbaze de la kondiĉo por la regiono de malambigueco de la antenaro.

Larĝo de la ĉefa lobo

Vaste konata inĝenieristikformulo por taksi la larĝon de la ĉeflobo de antensistemo: $enline$Delta phi ≈ frac{lambda}{D}$enline$, kie D estas la karakteriza grandeco de la anteno. La formulo estas uzata por diversaj specoj de antenoj, inkluzive de spegulaj. Ni montru, ke ĝi validas ankaŭ por antenaj tabeloj.

Ni determinu la larĝon de la ĉefa lobo per la unuaj nuloj de la ŝablono en la najbareco de la ĉefa maksimumo. Numeristo esprimoj por $inline$F(phi)$inline$ malaperas kiam $inline$sinphi=mfrac{lambda}{dN}$inline$. La unuaj nuloj respondas al m = ±1. Kredante $inline$frac{lambda}{dN}<<1$inline$ ni ricevas $inline$Delta phi = 2frac{lambda}{dN}$enline$.

Tipe, la larĝo de la antena direktecpadrono estas determinita per la duon-potencnivelo (-3 dB). En ĉi tiu kazo, uzu la esprimon:

$$montro$$Delta phi≈0.88frac{lambda}{dN}$$montro$$

Ekzemplo:

La larĝo de la ĉefa lobo povas esti kontrolita per agordo de malsamaj ampleksoovaloroj por la pezokoeficientoj de antenaj tabeloj. Ni konsideru tri distribuojn:

Uniforma ampleksoodistribuo (pezoj 1): $enline$w_n=1$enline$.
Ampleksaj valoroj malkreskantaj al la randoj de la krado (pezoj 2): $inline$w_n=0.5+0.3cos(2pifrac{n-1}{N}-pifrac{N-1}{N})$enline$
Ampleksaj valoroj pliiĝantaj al la randoj de la krado (pezoj 3): $inline$w_n=0.5-0.3cos(2pifrac{n-1}{N}-pifrac{N-1}{N})$enline$

La figuro montras la rezultajn normaligitajn radiadpadronojn sur logaritma skalo:
La sekvaj tendencoj povas esti spuritaj de la figuro: la distribuado de pezkoeficientaj amplitudoj malpliiĝantaj al la randoj de la tabelo kondukas al plilarĝigo de la ĉefa lobo de la ŝablono, sed malpliigo de la nivelo de la flankaj loboj. Ampleksaj valoroj pliiĝantaj al la randoj de la antena aro, male, kondukas al mallarĝigo de la ĉefa lobo kaj pliigo de la nivelo de la flankaj loboj. Estas oportune konsideri limigi kazojn ĉi tie:

La amplitudoj de la pezkoeficientoj de ĉiuj elementoj krom la ekstremaj estas egalaj al nulo. La pezoj por la plej eksteraj elementoj estas egalaj al unu. En ĉi tiu kazo, la krado iĝas ekvivalenta al du-elementa AR kun periodo D = (N-1)d. Ne estas malfacile taksi la larĝon de la ĉefa petalo uzante la formulon prezentitan supre. En ĉi tiu kazo, la flankmuroj iĝos al difrakto-maksimumoj kaj akordiĝos kun la ĉefa maksimumo.
La pezo de la centra elemento estas egala al unu, kaj ĉiuj aliaj egalas al nul. En ĉi tiu kazo, ni esence ricevis unu antenon kun izotropa radiadpadrono.

Direkto de la ĉefa maksimumo

Do, ni rigardis kiel vi povas ĝustigi la larĝon de la ĉefa lobo de la AP AP. Nun ni vidu kiel direkti la direkton. Ni memoru vektora esprimo por la ricevita signalo. Ni deziru, ke la maksimumo de la radiadbildo rigardu en certa direkto $inline$phi_0$inline$. Ĉi tio signifas, ke maksimuma potenco devus esti ricevita de ĉi tiu direkto. Ĉi tiu direkto respondas al la faza vektoro $inline$textbf{s}(phi_0)$inline$ en N-dimensia vektora spaco, kaj la ricevita potenco estas difinita kiel la kvadrato de la skalara produkto de ĉi tiu faza vektoro kaj la vektoro de pezkoeficientoj w. La skalara produto de du vektoroj estas maksimuma kiam ili kolineara, t.e. $inline$textbf{w}=beta-tekstobf{s}(phi_0)$inline$, kie β – iu normaliga faktoro. Tiel, se ni elektas la pezvektoron egalan al la faza vektoro por la postulata direkto, ni turnos la maksimumon de la radiadbildo.

Konsideru la sekvajn pezfaktorojn kiel ekzemplon: $inline$textbf{w}=textbf{s}(10°)$inline$

$$montro$$w_n=exp{i2pifrac{d}{lambda}(n-1)sin(10pi/180)}$$montro$$

Kiel rezulto, ni ricevas radiadan ŝablonon kun la ĉefa maksimumo en la direkto de 10°.

Nun ni aplikas la samajn pezkoeficientojn, sed ne por signalricevo, sed por transdono. Indas konsideri ĉi tie, ke kiam oni transdonas signalon, la direkto de la ondovektoro ŝanĝiĝas al la malo. Ĉi tio signifas, ke la elementoj faza vektoro por ricevo kaj transdono ili diferencas en la signo de la eksponento, t.e. estas interligitaj per kompleksa konjugacio. Kiel rezulto, ni ricevas la maksimumon de la radiadbildo por dissendo en la direkto de -10°, kiu ne koincidas kun la maksimumo de la radiadbildo por ricevo kun la samaj pezkoeficientoj.Por korekti la situacion, necesas apliki kompleksan konjugacion ankaŭ al la pezkoeficientoj.

La priskribita trajto de la formado de ŝablonoj por ricevo kaj dissendo devas ĉiam esti memorita kiam oni laboras kun antenaj tabeloj.

Ni ludu kun la radiada ŝablono

Pluraj altoj

Ni starigu la taskon formi du ĉefajn maksimumojn de la radiadbildo en la direkto: -5° kaj 10°. Por fari tion, ni elektas kiel pezvektoron la laŭpezan sumon de fazaj vektoroj por la respondaj direktoj.

$$montro$$textbf{w} = betatextbf{s}(10°)+(1-beta)textbf{s}(-5°)$$montro$$

Ĝustigante la rilatumon β Vi povas ĝustigi la rilatumon inter la ĉefaj petaloj. Ĉi tie denove estas oportune rigardi kio okazas en vektora spaco. Se β estas pli granda ol 0.5, tiam la vektoro de pezkoeficientoj kuŝas pli proksime al s(10°), alie al s(-5°). Ju pli proksima la pezvektoro estas al unu el la fazoroj, des pli granda la responda skalara produkto, kaj tial la valoro de la responda maksimuma DP.

Tamen, indas konsideri, ke ambaŭ ĉefaj petaloj havas finian larĝon, kaj se ni volas agordi al du proksimaj direktoj, tiam ĉi tiuj petaloj kunfandiĝos en unu, orientita al iu meza direkto.

Unu maksimumo kaj nulo

Nun ni provu alĝustigi la maksimumon de la radiadbildo al la direkto $inline$phi_1=10°$inline$ kaj samtempe subpremi la signalon venantan el la direkto $inline$phi_2=-5°$inline$. Por fari tion, vi devas agordi la DN nulon por la responda angulo. Vi povas fari ĉi tion jene:

$$montro$$textbf{w}=textbf{s}_1-frac{textbf{s}_2^Htextbf{s}_1}{N}textbf{s}_2$$montro$$

kie $inline$textbf{s}_1 = tekstobf{s}(10°)$enline$, kaj $inline$textbf{s}_2 = tekstobf{s}(-5°)$enline$.

La geometria signifo de elektado de pezvektoro estas kiel sekvas. Ni volas ĉi tiun vektoron w havis maksimuman projekcion sur $inline$textbf{s}_1$inline$ kaj estis samtempe orta al la vektoro $inline$textbf{s}_2$inline$. La vektoro $inline$textbf{s}_1$inline$ povas esti reprezentita kiel du terminoj: samlinia vektoro $inline$textbf{s}_2$enline$ kaj orta vektoro $inline$textbf{s}_2$enline$. Por kontentigi la problemon, estas necese elekti la duan komponenton kiel vektoron de pezkoeficientoj w. La samlinia komponanto povas esti kalkulita projekciante la vektoron $inline$textbf{s}_1$inline$ sur la normaligitan vektoron $inline$frac{textbf{s}_2}{sqrt{N}}$inline$ uzante la skalaran produkton.

$$montri$$textbf{s}_{1||}=frac{textbf{s}_2}{sqrt{N}}frac{textbf{s}_2^Htextbf{s}_1}{sqrt{N}} $$montri$$

Sekve, subtrahante ĝian samlinian komponanton de la origina faza vektoro $inline$textbf{s}_1$inline$, ni ricevas la deziratan pezvektoron.

Kelkaj pliaj notoj

Ĉie supre, mi preterlasis la aferon de normaligo de la pezovektoro, t.e. ĝia longeco. Do, normaligo de la pezvektoro ne influas la karakterizaĵojn de la antena tabelo radiadpadrono: la direkto de la ĉefa maksimumo, la larĝo de la ĉefa lobo, ktp. Povas ankaŭ esti montrite ke tiu normaligo ne influas la SNR ĉe la produktaĵo de la spaca pretiga unuo. Ĉi-rilate, kiam oni konsideras spacajn signal-traktadalgoritmojn, oni kutime akceptas unuo-normaligon de la pezvektoro, t.e. $enline$textbf{w}^Htextbf{w}=1$enline$
La eblecoj por formi ŝablonon de antena aro estas determinitaj per la nombro da elementoj N. Ju pli da elementoj, des pli larĝaj la eblecoj. Ju pli da gradoj da libereco dum efektivigado de spaca pezopretigo, des pli da ebloj por kiel "tordi" la pezvektoron en N-dimensia spaco.
Ricevinte radiadpadronojn, la antena aro ne fizike ekzistas, kaj ĉio ĉi ekzistas nur en la "imago" de la komputika unuo, kiu prilaboras la signalon. Ĉi tio signifas, ke samtempe eblas sintezi plurajn ŝablonojn kaj sendepende prilabori signalojn venantajn de malsamaj direktoj. En la kazo de transdono, ĉio estas iom pli komplika, sed ankaŭ eblas sintezi plurajn DN-ojn por transdoni malsamajn datumfluojn. Ĉi tiu teknologio en komunikadsistemoj nomiĝas TRODORLOTAS.

Uzante la prezentitan matlab-kodon, vi povas mem ludi kun la DN
Kodo

% antenna array settings
N = 10;             % number of elements
d = 0.5;            % period of antenna array
wLength = 1;        % wavelength
mode = 'receiver';  % receiver or transmitter

% weights of antenna array
w = ones(N,1);    
% w = 0.5 + 0.3*cos(2*pi*((0:N-1)-0.5*(N-1))/N).';
% w = 0.5 - 0.3*cos(2*pi*((0:N-1)-0.5*(N-1))/N).';
% w = exp(2i*pi*d/wLength*sin(10/180*pi)*(0:N-1)).';
% b = 0.5; w = b*exp(2i*pi*d/wLength*sin(+10/180*pi)*(0:N-1)).' + (1-b)*exp(2i*pi*d/wLength*sin(-5/180*pi)*(0:N-1)).';
% b = 0.5; w = b*exp(2i*pi*d/wLength*sin(+3/180*pi)*(0:N-1)).' + (1-b)*exp(2i*pi*d/wLength*sin(-3/180*pi)*(0:N-1)).';

% s1 = exp(2i*pi*d/wLength*sin(10/180*pi)*(0:N-1)).';
% s2 = exp(2i*pi*d/wLength*sin(-5/180*pi)*(0:N-1)).';
% w = s1 - (1/N)*s2*s2'*s1;
% w = s1;

% normalize weights
w = w./sqrt(sum(abs(w).^2));

% set of angle values to calculate pattern
angGrid_deg = (-90:0.5:90);

% convert degree to radian
angGrid = angGrid_deg * pi / 180;
% calculate set of steerage vectors for angle grid
switch (mode)
    case 'receiver'
        s = exp(2i*pi*d/wLength*bsxfun(@times,(0:N-1)',sin(angGrid)));
    case 'transmitter'
        s = exp(-2i*pi*d/wLength*bsxfun(@times,(0:N-1)',sin(angGrid)));
end

% calculate pattern
y = (abs(w'*s)).^2;

%linear scale
plot(angGrid_deg,y/max(y));
grid on;
xlim([-90 90]);

% log scale
% plot(angGrid_deg,10*log10(y/max(y)));
% grid on;
% xlim([-90 90]);

Kiuj problemoj povas esti solvitaj per adapta antena tabelo?

Optimuma ricevo de nekonata signaloSe la direkto de alveno de la signalo estas nekonata (kaj se la komunika kanalo estas plurvoja, ĝenerale ekzistas pluraj direktoj), tiam analizante la signalon ricevitan de la antenaro, eblas formi optimuman pezvektoron. w tiel ke la SNR ĉe la eligo de la spaca prilaboranta unuo estos maksimuma.

Optimuma signala ricevo kontraŭ fona bruoĈi tie la problemo estas prezentita jene: la spacaj parametroj de la atendata utila signalo estas konataj, sed ekzistas fontoj de interfero en la ekstera medio. Estas necese maksimumigi la SINR ĉe la AP-produktaĵo, minimumigante la influon de interfero sur signalricevo kiel eble plej multe.

Optimuma transdono de signalo al la uzantoĈi tiu problemo estas solvita en moveblaj komunikadsistemoj (4G, 5G), same kiel en Wi-Fi. La signifo estas simpla: helpe de specialaj pilotaj signaloj en la uzanta sugesta kanalo, la spacaj trajtoj de la komunika kanalo estas taksitaj, kaj sur ĝia bazo, la vektoro de pezkoeficientoj kiu estas optimuma por transdono estas elektita.

Spaca multipleksado de datumfluojAdaptaj antenaroj permesas datumtranssendon al pluraj uzantoj samtempe sur la sama frekvenco, formante individuan padronon por ĉiu el ili. Ĉi tiu teknologio nomiĝas MU-MIMO kaj nuntempe aktive efektiviĝas (kaj ie jam) en komunikaj sistemoj. La ebleco de spaca multipleksado estas disponigita, ekzemple, en la 4G LTE-poŝtelefona komunika normo, IEEE802.11ay Wi-Fi-normo, kaj 5G-poŝtelefona komunikado-normoj.

Virtualaj antenaj tabeloj por radarojCiferecaj antenaroj ebligas, uzante plurajn elsendantenelementojn, formi virtualan antenararon de signife pli grandaj grandecoj por signal-prilaborado. Virtuala krado havas ĉiujn karakterizaĵojn de reala, sed postulas malpli da aparataro por efektivigi.

Takso de parametroj de radiadfontojAdaptaj antenaj aroj permesas solvi la problemon pri taksado de la nombro, potenco, angulaj koordinatoj fontoj de radioemisio, establi statistikan ligon inter signaloj de malsamaj fontoj. La ĉefa avantaĝo de adaptaj antenaroj en ĉi tiu afero estas la kapablo super-solvi proksimajn radiadfontojn. Fontoj, la angula distanco inter kiuj estas malpli ol la larĝo de la ĉeflobo de la antena aro radiadpadrono (Rayleigh-rezoluciolimo). Ĉi tio estas ĉefe ebla pro la vektora reprezentado de la signalo, la konata signalmodelo, same kiel la aparato de lineara matematiko.

Dankon pro via atento.

fonto: www.habr.com

Adaptaj antenaj tabeloj: kiel ĝi funkcias? (Bazoj)