Kening tiid fan 'e dei.
Ik haw de lêste jierren bestege oan it ûndersiikjen en meitsjen fan ferskate algoritmen foar romtlike sinjaalferwurking yn adaptive antenne-arrays, en fierder te dwaan as ûnderdiel fan myn hjoeddeistige wurk. Hjir wol ik graach de kennis en trúkjes diele dy't ik foar mysels ûntduts. Ik hoopje dat dit nuttich sil wêze foar minsken dy't dit gebiet fan sinjaalferwurking begjinne te studearjen as dyjingen dy't gewoan ynteressearre binne.
Wat is in adaptive antenne array?
- dit is in set fan antenne-eleminten dy't op ien of oare manier yn romte binne pleatst. In ferienfâldige struktuer fan 'e adaptive antenne-array, dy't wy sille beskôgje, kin wurde fertsjintwurdige yn' e folgjende foarm:
Adaptive antenne arrays wurde faak neamd "smart" antennes (). Wat in antenne-array "tûk" makket, is de romtlike sinjaalferwurkingsienheid en de algoritmen dy't dêryn ymplemintearre binne. Dizze algoritmen analysearje it ûntfongen sinjaal en foarmje in set gewichtskoeffizienten $inline$w_1…w_N$inline$, dy't de amplitude en begjinfaze fan it sinjaal foar elk elemint bepale. De opjûne amplitude-fase ferdieling bepaalt de hiele lattice as gehiel. De mooglikheid om in stralingspatroan fan 'e fereaske foarm te synthetisearjen en it te feroarjen tidens sinjaalferwurking is ien fan' e wichtichste skaaimerken fan adaptive antenne-arrays, wêrtroch in breed oanbod fan problemen kinne wurde oplost. . Mar earst dingen earst.
Hoe wurdt it stralingspatroan foarme?
karakterisearret de sinjaal macht útstjoerd yn in bepaalde rjochting. Foar de ienfâld geane wy derfan út dat de roostereleminten isotropysk binne, d.w.s. foar elk fan harren is de krêft fan it útstjoerde sinjaal net ôfhinklik fan 'e rjochting. De fersterking of ferswakking fan 'e krêft útstjoerd troch it rooster yn in bepaalde rjochting wurdt krigen troch Elektromagnetyske weagen útstjoerd troch ferskate eleminten fan 'e antenne-array. In stabile ynterferinsjepatroan foar elektromagnetyske weagen is allinich mooglik as se , d.w.s. it fazeferskil fan 'e sinjalen moat net feroarje oer de tiid. Ideaallik soe elk elemint fan 'e antenne-array moatte útstrielje op deselde dragerfrekwinsje $inline$f_{0}$inline$. Yn 'e praktyk moat men lykwols wurkje mei smelbânsinjalen mei in spektrum fan einige breedte $inline$Delta f << f_{0}$inline$.
Lit alle AR eleminten emit itselde sinjaal mei $inline$x_n(t)=u(t)$inline$. Dan op by de ûntfanger kin it sinjaal ûntfongen fan it n-de elemint wurde fertsjintwurdige yn foarm:
$$display$$a_n(t) = u(t-tau_n)e^{i2pi f_0(t-tau_n)}$$display$$
wêr $ inline $ tau_n $ inline $ is de fertraging yn sinjaal fuortplanting fan de antenne elemint nei it ûntfangende punt.
Sa'n sinjaal is "kwasi-harmonysk", en om te foldwaan oan de gearhing betingst, is it nedich dat de maksimale fertraging yn de fuortplanting fan elektromagnetyske weagen tusken eltse twa eleminten is folle minder as de karakteristike tiid fan feroaring yn it sinjaal envelope $ inline $ T $ inline $, i.e. $inline$u(t-tau_n) ≈ u(t-tau_m)$inline$. Sa kin de betingst foar de gearhing fan in smelbân sinjaal as folget skreaun wurde:
$$display$$T≈frac{1}{Delta f}>>frac{D_{max}}{c}=max(tau_k-tau_m) $$display$$
wêr $inline$D_{max}$inline$ de maksimale ôfstân is tusken AR-eleminten, en $inline$с$inline$ de ljochtsnelheid is.
As in sinjaal wurdt ûntfongen, wurdt gearhingjende summation digitaal útfierd yn 'e romtlike ferwurkingsienheid. Yn dit gefal wurdt de komplekse wearde fan it digitale sinjaal by de útfier fan dit blok bepaald troch de útdrukking:
$$display$$y=sum_{n=1}^Nw_n^*x_n$$display$$
It is handiger om de lêste útdrukking yn 'e foarm te fertsjintwurdigjen N-diminsjonale komplekse vectoren yn matrixfoarm:
$$display$$y=(textbf{w},textbf{x})=textbf{w}^Htextbf{x}$$display$$
wêr w и x binne kolomvektoren, en $inline$(.)^H$inline$ is de operaasje .
Vector fertsjintwurdiging fan sinjalen is ien fan de basis lju by it wurkjen mei antenne arrays, omdat kinne jo faaks omslachtige wiskundige berekkeningen foarkomme. Boppedat, it identifisearjen fan in sinjaal ûntfongen op in bepaald momint yn 'e tiid mei in fektor faak makket it mooglik om abstrahere út it echte fysike systeem en begripe wat der krekt bart út it eachpunt fan mjitkunde.
Om it stralingspatroan fan in antenne-array te berekkenjen, moatte jo mentaal en sequentieel in set fan út alle mooglike rjochtingen. Yn dit gefal, de wearden fan de vector eleminten x kin wurde fertsjintwurdige yn de folgjende foarm:
$$display$$x_n=s_n=exp{-i(textbf{k}(phi,theta),textbf{r}_n)}$$display$$
wêr k - , $inline$phi$inline$ en $inline$theta$inline$ - и , karakterisearret de oankomstrjochting fan in fleantúchwelle, $inline$textbf{r}_n$inline$ is de koördinaat fan it antenne-elemint, $inline$s_n$inline$ is it elemint fan de fazevektor s plane wave mei wave vector k (yn 'e Ingelske literatuer wurdt de fazevektor steerage vector neamd). Ofhinklikens fan 'e kwadraatamplitude fan' e kwantiteit y fan $inline$phi$inline$ en $inline$theta$inline$ bepaalt it strielingspatroan fan 'e antennearray foar ûntfangst foar in opjûne fektor fan gewichtskoëffisjinten w.
Skaaimerken fan de antenne array strieling patroan
It is handich om te bestudearjen de algemiene eigenskippen fan it strieling patroan fan antenne arrays op in lineêre equidistant antenne array yn it horizontale fleantúch (dat wol sizze, it patroan hinget allinnich op de azimutal hoek $ inline $ phi $ inline $). Handich út twa eachpunten: analytyske berekkeningen en fisuele presintaasje.
Litte wy de DN berekkenje foar in fektor foar ienheidgewicht ($inline$w_n=1, n = 1 ... N$inline$), neffens de beskreaune oanpak.
Math hjir
Projeksje fan de golfvektor op de fertikale as: $inline$k_v=-frac{2pi}{lambda}sinphi$inline$
Fertikale koördinaat fan it antenne-elemint mei yndeks n: $inline$r_{nv}=(n-1)d$inline$
it is d - antenne array perioade (ôfstân tusken neistlizzende eleminten), λ - golflingte. Alle oare vector eleminten r binne gelyk oan nul.
It sinjaal ûntfongen troch de antenne-array wurdt opnommen yn 'e folgjende foarm:
$$display$$y=sum_{n=1}^{N}1 ⋅exp{i2pi nfrac{d}{lambda}sinphi}$$display$$
Litte wy de formule tapasse foar и :
$$display$$y=frac{1-exp{i2pi Nfrac{d}{lambda}sinphi}}{1-exp{i2pi frac{d}{lambda}sinphi}}=frac{sin(pi frac{Nd} {lambda}sinphi)}{sin(pi frac{d}{lambda}sinphi)}exp{ipi frac{d(N-1)}{lambda}sinphi}$$display$$
As gefolch krije wy:
$$display$$F(phi)=|y|^2=frac{sin^2(pi frac{Nd}{lambda}sinphi)}{sin^2(pi frac{d}{lambda}sinphi)} $ $display$$
Frekwinsje fan strieling patroan
De resultearjende antenne array strieling patroan is in periodike funksje fan de sinus fan 'e hoeke. Dit betsjut dat by bepaalde wearden fan 'e ferhâlding d/λ it hat diffraksje (ekstra) maksima.
Net-standerdisearre stralingspatroan fan 'e antenne-array foar N = 5
Normalisearre stralingspatroon fan 'e antenne-array foar N = 5 yn it poalkoördinatesysteem
De posysje fan de "diffraksjonsdetektorer" kin direkt besjoen wurde fan foar DN. Wy sille lykwols besykje te begripen wêr't se fysyk en geometrysk wei komme (yn N-diminsjonale romte).
Items vector s binne komplekse eksponinten $inline$e^{iPsi n}$inline$, wêrfan de wearden wurde bepaald troch de wearde fan 'e generalisearre hoeke $inline$Psi = 2pi frac{d}{lambda}sinphi$inline$. As d'r twa generalisearre hoeken binne dy't oerienkomme mei ferskate oankomstrjochtingen fan in fleantúchwelle, wêrfoar $inline$Psi_1 = Psi_2 + 2pi m$inline$, dan betsjut dit twa dingen:
- Fysike: Plane wave fronten komme út dizze rjochtingen induce identike amplitude-fase distribúsjes fan elektromagnetyske oscillations op 'e eleminten fan' e antenne array.
- Geometrysk: want dizze twa rjochtingen falle gear.
De rjochtingen fan oankomst fan wellen dy't op dizze manier relatearre binne, binne lykweardich út it eachpunt fan 'e antenne-array en binne net fan elkoar te ûnderskieden.
Hoe kinne jo it gebiet fan hoeken bepale wêryn mar ien haadmaksimum fan 'e DP altyd leit? Litte wy dit dwaan yn 'e omkriten fan nul azimuth út' e folgjende oerwagings: de grutte fan 'e fazeferskowing tusken twa neistlizzende eleminten moat lizze yn it berik fan $inline$-pi$inline$ oant $inline$pi$inline$.
$$display$$-pi<2pifrac{d}{lambda}sinphi
Troch dizze ûngelikens op te lossen, krije wy de betingst foar de regio fan unykheid yn 'e buert fan nul:
$$display$$|sinphi|
It kin sjoen wurde dat de grutte fan 'e regio fan unykheid yn hoeke hinget ôf fan' e relaasje d/λ. As d = 0.5λ, dan is elke rjochting fan sinjaal oankomst "yndividueel", en de regio fan unykheid beslacht it folsleine oanbod fan hoeken. As d = 2.0λ, dan binne de rjochtingen 0, ±30, ±90 lykweardich. Diffraksje lobes ferskine op it strieling patroan.
Typysk wurdt socht om diffraksjelobben te ûnderdrukken mei rjochtingsantenne-eleminten. Yn dit gefal is it folsleine stralingspatroan fan 'e antenne-array it produkt fan it patroan fan ien elemint en in array fan isotropyske eleminten. De parameters fan it patroan fan ien elemint wurde meastentiids selektearre op basis fan de betingst foar de regio fan unambiguity fan de antenne array.
Main lobe breedte
technyske formule foar it skatten fan de breedte fan 'e haadlob fan in antennesysteem: $inline$Delta phi ≈ frac{lambda}{D}$inline$, wêrby't D de karakteristike grutte fan 'e antenne is. De formule wurdt brûkt foar ferskate soarten antennes, ynklusyf spegels. Lit ús sjen litte dat it ek jildich is foar antenne-arrays.
Litte wy de breedte fan 'e haadlobbe bepale troch de earste nullen fan it patroan yn' e buert fan it haadmaksimum. Teller foar $inline$F(phi)$inline$ ferdwynt as $inline$sinphi=mfrac{lambda}{dN}$inline$. De earste nullen komme oerien mei m = ± 1. $inline$frac{lambda}{dN}<<1$inline$ krije wy $inline$Delta phi = 2frac{lambda}{dN}$inline$.
Typysk wurdt de breedte fan it antennerjochtingspatroan bepaald troch it heale krêftnivo (-3 dB). Brûk yn dit gefal de útdrukking:
$$display$$Delta phi≈0.88frac{lambda}{dN}$$display$$
Foarbyld:
De breedte fan 'e haadlobe kin wurde regele troch ferskate amplitudewearden yn te stellen foar de gewichtskoeffizienten fan'e antennearray. Litte wy trije distribúsjes beskôgje:
- Uniforme amplitudeferdieling (gewichten 1): $inline$w_n=1$inline$.
- Amplitude wearden ôfnimme nei de rânen fan it rooster (gewichten 2): $inline$w_n=0.5+0.3cos(2pifrac{n-1}{N}-pifrac{N-1}{N})$inline$
- Amplitude wearden tanimmend nei de rânen fan it rooster (gewichten 3): $inline$w_n=0.5-0.3cos(2pifrac{n-1}{N}-pifrac{N-1}{N})$inline$
De figuer lit de resultearjende normalisearre stralingspatroanen sjen op in logaritmyske skaal:
De folgjende trends kinne wurde traceed út de figuer: de ferdieling fan gewicht koëffisjint amplituden ôfnimme nei de rânen fan 'e array liedt ta in ferbreding fan' e wichtichste lobe fan it patroan, mar in fermindering fan it nivo fan 'e kant lobes. Amplitude-wearden dy't tanimme nei de rânen fan 'e antenne-array, krektoarsom, liede ta in fersmelling fan' e haadlobbe en in ferheging fan it nivo fan 'e sydlobben. It is handich om hjir beheinende gefallen te beskôgjen:
- De amplituden fan de gewichtskoëffisjinten fan alle eleminten útsein de ekstreme binne gelyk oan nul. De gewichten foar de bûtenste eleminten binne gelyk oan ien. Yn dit gefal wurdt it rooster lykweardich oan in twa-elemint AR mei in perioade D = (N-1)d. It is net dreech om de breedte fan 'e wichtichste petal te skatten mei de hjirboppe presintearre formule. Yn dit gefal sille de sydmuorren yn diffraksjemaksima feroarje en oerienkomme mei it haadmaksimum.
- It gewicht fan it sintrale elemint is gelyk oan ien, en alle oaren binne gelyk oan nul. Yn dit gefal krigen wy yn essinsje ien antenne mei in isotropysk stralingspatroan.
Rjochting fan de wichtichste maksimum
Dat, wy seagen hoe't jo de breedte fan 'e haadlobe fan' e AP AP kinne oanpasse. No litte wy sjen hoe't jo de rjochting stjoere. Lit ús ûnthâlde foar it ûntfongen sinjaal. Lit ús wolle dat it maksimum fan it strielingspatroan yn in bepaalde rjochting sjocht $inline$phi_0$inline$. Dit betsjut dat maksimale krêft út dizze rjochting ûntfongen wurde moat. Dizze rjochting komt oerien mei de fazevektor $inline$textbf{s}(phi_0)$inline$ yn N-diminsjonale fektorromte, en de ûntfongen krêft wurdt definiearre as it kwadraat fan it skalêre produkt fan dizze fazevektor en de fektor fan gewichtskoëffisjinten w. It skalêre produkt fan twa vectoren is maksimum as se , d.w.s. $inline$textbf{w}=beta textbf{s}(phi_0)$inline$, wêr β - wat normalisearjende faktor. Sa, as wy kieze it gewicht vector gelyk oan de faze vector foar de fereaske rjochting, wy sille draaie it maksimum fan de strieling patroan.
Beskôgje de folgjende gewichtsfaktoaren as foarbyld: $inline$textbf{w}=textbf{s}(10°)$inline$
$$display$$w_n=exp{i2pifrac{d}{lambda}(n-1)sin(10pi/180)}$$display$$
As gefolch krije wy in strielingspatroan mei it wichtichste maksimum yn 'e rjochting fan 10 °.
No tapasse wy deselde gewichtskoëffisjinten, mar net foar sinjaalûntfangst, mar foar oerdracht. It is it wurdich te beskôgjen dat by it útstjoeren fan in sinjaal de rjochting fan 'e golfvektor feroaret nei it tsjinoerstelde. Dit betsjut dat de eleminten foar ûntfangst en oerdracht ferskille se yn it teken fan 'e eksponint, d.w.s. binne mei-inoar ferbûn troch komplekse konjugaasje. As gefolch krije wy it maksimum fan it strielingspatroan foar oerdracht yn 'e rjochting fan -10 °, dat net oerienkomt mei it maksimum fan it strielingspatroan foar ûntfangst mei deselde gewichtskoëffisjinten. Om de situaasje te korrigearjen is it nedich om ek komplekse konjugaasje tapasse op de gewichtskoëffisjinten.
It beskreaune skaaimerk fan 'e foarming fan patroanen foar ûntfangst en oerdracht moat altyd yn gedachten wurde hâlden by it wurkjen mei antenne-arrays.
Lit ús boartsje mei it strieling patroan
Ferskate hichten
Lit ús de taak ynstelle om twa haadmaksima fan it strielingspatroan te foarmjen yn 'e rjochting: -5° en 10°. Om dit te dwaan, kieze wy as gewichtsvektor de gewogen som fan fazevektoren foar de oerienkommende rjochtingen.
$$display$$textbf{w} = betatextbf{s}(10°)+(1-beta)textbf{s}(-5°)$$display$$
It oanpassen fan de ferhâlding β Jo kinne de ferhâlding tusken de haadblêden oanpasse. Hjir is it wer handich om te sjen nei wat der bart yn vector romte. As β grutter is as 0.5, dan leit de fektor fan gewichtskoëffisjinten tichter by s(10°), oars oan s(-5°). De tichterby de gewicht vector is oan ien fan 'e phasors, hoe grutter it korrespondearjende scalar produkt, en dêrom de wearde fan de oerienkommende maksimale DP.
It is lykwols de muoite wurdich om te beskôgjen dat beide haadblêden in einige breedte hawwe, en as wy wolle ôfstimme op twa tichte rjochtingen, dan sille dizze petalen gearfoegje yn ien, rjochte op ien of oare middenrjochting.
Ien maksimum en nul
Litte wy no besykje it maksimum fan it strielingspatroan oan te passen yn 'e rjochting $inline$phi_1=10°$inline$ en tagelyk it sinjaal ûnderdrukke dat út 'e rjochting $inline$phi_2=-5°$inline$ komt. Om dit te dwaan, moatte jo de DN-nul ynstelle foar de oerienkommende hoeke. Jo kinne dit dwaan as folget:
$$display$$textbf{w}=textbf{s}_1-frac{textbf{s}_2^Htextbf{s}_1}{N}textbf{s}_2$$display$$
wêr $inline$textbf{s}_1 = textbf{s}(10°)$inline$, en $inline$textbf{s}_2 = textbf{s}(-5°)$inline$.
De geometryske betsjutting fan it kiezen fan in gewichtvektor is as folget. Wy wolle dizze vector w hie in maksimale projeksje op $inline$textbf{s}_1$inline$ en wie tagelyk ortogonaal op de vektor $inline$textbf{s}_2$inline$. De fektor $inline$textbf{s}_1$inline$ kin wurde fertsjintwurdige as twa termen: in kollineêre vektor $inline$textbf{s}_2$inline$ en in ortogonale fektor $inline$textbf{s}_2$inline$. Om de probleemstelling te befredigjen, is it nedich om de twadde komponint te selektearjen as in fektor fan gewichtskoëffisjinten w. De kollineêre komponint kin berekkene wurde troch de fektor $inline$textbf{s}_1$inline$ te projektearjen op de normalisearre fektor $inline$frac{textbf{s}_2}{sqrt{N}}$inline$ mei it skalêre produkt.
$$display$$textbf{s}_{1||}=frac{textbf{s}_2}{sqrt{N}}frac{textbf{s}_2^Htextbf{s}_1}{sqrt{N}} $$display$$
Sadwaande, it subtrahearjen fan syn kollineêre komponint fan 'e orizjinele fazevektor $inline$textbf{s}_1$inline$, krije wy de fereaske gewichtvektor.
Guon ekstra notysjes
- Oeral hjirboppe haw ik de kwestje fan it normalisearjen fan de gewichtsvektor weglitten, d.w.s. syn lingte. Dus, normalisearring fan it gewicht vector hat gjin ynfloed op de skaaimerken fan de antenne array strieling patroan: de rjochting fan de wichtichste maksimum, de breedte fan de wichtichste lobe, ensfh. It kin ek oantoand wurde dat dizze normalisaasje gjin ynfloed hat op de SNR by de útfier fan 'e romtlike ferwurkingsienheid. Yn dit ferbân, by it beskôgjen fan romtlike sinjaalferwurkingsalgoritmen, akseptearje wy normaal in ienheidnormalisaasje fan 'e gewichtvektor, d.w.s. $inline$textbf{w}^Htextbf{w}=1$inline$
- De mooglikheden foar it foarmjen fan in patroan fan in antenne array wurde bepaald troch it oantal eleminten N. De mear eleminten, de breder de mooglikheden. De mear frijheidsgraden by it útfieren fan romtlike gewichtferwurking, hoe mear opsjes foar hoe't jo de gewichtvektor yn N-diminsjonale romte kinne "twist".
- By it ûntfangen fan strielingspatroanen bestiet de antenne-array net fysyk, en dit alles bestiet allinich yn 'e "ferbylding" fan 'e komputerienheid dy't it sinjaal ferwurket. Dit betsjut dat it tagelyk mooglik is om ferskate patroanen te syntetisearjen en selsstannich sinjalen te ferwurkjen dy't út ferskate rjochtingen komme. Yn it gefal fan oerdracht is alles wat komplisearre, mar it is ek mooglik om ferskate DN's te syntetisearjen om ferskate gegevensstreamen te ferstjoeren. Dizze technology yn kommunikaasjesystemen wurdt neamd .
- Mei help fan de presintearre matlab koade, kinne jo boartsje mei de DN sels
koade% antenna array settings N = 10; % number of elements d = 0.5; % period of antenna array wLength = 1; % wavelength mode = 'receiver'; % receiver or transmitter % weights of antenna array w = ones(N,1); % w = 0.5 + 0.3*cos(2*pi*((0:N-1)-0.5*(N-1))/N).'; % w = 0.5 - 0.3*cos(2*pi*((0:N-1)-0.5*(N-1))/N).'; % w = exp(2i*pi*d/wLength*sin(10/180*pi)*(0:N-1)).'; % b = 0.5; w = b*exp(2i*pi*d/wLength*sin(+10/180*pi)*(0:N-1)).' + (1-b)*exp(2i*pi*d/wLength*sin(-5/180*pi)*(0:N-1)).'; % b = 0.5; w = b*exp(2i*pi*d/wLength*sin(+3/180*pi)*(0:N-1)).' + (1-b)*exp(2i*pi*d/wLength*sin(-3/180*pi)*(0:N-1)).'; % s1 = exp(2i*pi*d/wLength*sin(10/180*pi)*(0:N-1)).'; % s2 = exp(2i*pi*d/wLength*sin(-5/180*pi)*(0:N-1)).'; % w = s1 - (1/N)*s2*s2'*s1; % w = s1; % normalize weights w = w./sqrt(sum(abs(w).^2)); % set of angle values to calculate pattern angGrid_deg = (-90:0.5:90); % convert degree to radian angGrid = angGrid_deg * pi / 180; % calculate set of steerage vectors for angle grid switch (mode) case 'receiver' s = exp(2i*pi*d/wLength*bsxfun(@times,(0:N-1)',sin(angGrid))); case 'transmitter' s = exp(-2i*pi*d/wLength*bsxfun(@times,(0:N-1)',sin(angGrid))); end % calculate pattern y = (abs(w'*s)).^2; %linear scale plot(angGrid_deg,y/max(y)); grid on; xlim([-90 90]); % log scale % plot(angGrid_deg,10*log10(y/max(y))); % grid on; % xlim([-90 90]);
Hokker problemen kinne wurde oplost mei help fan in adaptive antenne array?
Optimale ûntfangst fan in ûnbekend sinjaalAs de rjochting fan oankomst fan it sinjaal ûnbekend is (en as it kommunikaasjekanaal multipath is, binne d'r yn it algemien ferskate rjochtingen), dan is it troch analysearjen fan it sinjaal ûntfongen troch de antenne-array mooglik om in optimale gewichtvektor te foarmjen w sadat de SNR by de útfier fan 'e romtlike ferwurkingsienheid maksimaal wêze sil.
Optimale sinjaalûntfangst tsjin eftergrûnlûdHjir wurdt it probleem as folget steld: de romtlike parameters fan it ferwachte nuttige sinjaal binne bekend, mar d'r binne boarnen fan ynterferinsje yn 'e eksterne omjouwing. It is needsaaklik om de SINR te maksimalisearjen by de AP-útfier, en minimalisearje de ynfloed fan ynterferinsje op sinjaalûntfangst.
Optimale sinjaal oerdracht oan de brûkerDit probleem wurdt oplost yn mobile kommunikaasje systemen (4G, 5G), likegoed as yn Wi-Fi. De betsjutting is ienfâldich: mei help fan spesjale pilot-sinjalen yn it brûkersfeedback-kanaal wurde de romtlike skaaimerken fan it kommunikaasjekanaal beoardiele, en op basis dêrfan wurdt de vector fan gewichtskoeffizienten selektearre dy't optimaal is foar oerdracht.
Romtlike multiplexing fan gegevensstreamenAdaptive antenne arrays tastean gegevens oerdracht oan ferskate brûkers tagelyk op deselde frekwinsje, foarmje in yndividueel patroan foar elk fan harren. Dizze technology hjit MU-MIMO en wurdt op it stuit aktyf ymplementearre (en earne al) yn kommunikaasjesystemen. De mooglikheid fan romtlike multiplexing wurdt foarsjoen, bygelyks, yn de 4G LTE mobile kommunikaasje standert, IEEE802.11ay Wi-Fi standert, en 5G mobile kommunikaasje noarmen.
Firtuele antenne-arrays foar radarsDigitale antenne-arrays meitsje it mooglik, mei help fan ferskate útstjoerantenne-eleminten, in firtuele antenne-array te foarmjen fan signifikant gruttere maten foar sinjaalferwurking. In firtuele raster hat alle skaaimerken fan in echte, mar fereasket minder hardware om te ymplementearjen.
Skatting fan parameters fan strieling boarnenAdaptive antenne-arrays kinne it probleem oplosse fan it skatten fan it oantal, macht, boarnen fan radio útstjit, meitsje in statistyske ferbining tusken sinjalen út ferskate boarnen. It wichtichste foardiel fan adaptive antenne-arrays yn dizze saak is de mooglikheid om strielingsboarnen yn 'e buert te super-oplossen. Boarnen, wêrt't de hoekôfstân tusken is minder dan de breedte fan 'e haadlobe fan it stralingspatroan fan antennearray (). Dit is benammen mooglik troch de fektorfoarstelling fan it sinjaal, it bekende sinjaalmodel, en ek it apparaat fan lineêre wiskunde.
tank foar dyn oandacht
Boarne: www.habr.com