Қайырлы күн.
Мен соңғы бірнеше жыл бойы бейімделген антенна массивтерінде кеңістіктік сигналдарды өңдеудің әртүрлі алгоритмдерін зерттеуге және жасауға жұмсадым және оны ағымдағы жұмысымның бөлігі ретінде жалғастырудамын. Осы жерде мен өзім үшін ашқан білім мен айла-тәсілдермен бөліскім келеді. Бұл сигналдарды өңдеудің осы саласын зерттей бастаған немесе жай ғана қызығушылық танытатын адамдар үшін пайдалы болады деп үміттенемін.
Адаптивті антенна массиві дегеніміз не?
– бұл қандай да бір жолмен кеңістікте орналастырылған антенна элементтерінің жиынтығы. Біз қарастыратын адаптивті антенна массивінің жеңілдетілген құрылымын келесі түрде көрсетуге болады:
Бейімделетін антенна массивтері жиі «ақылды» антенналар деп аталады (). Антенна массивін «ақылды» ететін нәрсе - кеңістіктік сигналды өңдеу блогы және онда енгізілген алгоритмдер. Бұл алгоритмдер қабылданған сигналды талдайды және әрбір элемент үшін сигналдың амплитудасы мен бастапқы фазасын анықтайтын $inline$w_1…w_N$inline$ салмақтау коэффициенттерінің жиынтығын құрайды. Берілген амплитудалық-фазалық үлестірімді анықтайды тұтастай алғанда бүкіл тор. Қажетті пішіндегі сәулелену үлгісін синтездеу және оны сигналды өңдеу кезінде өзгерту мүмкіндігі көптеген мәселелерді шешуге мүмкіндік беретін адаптивті антенналық массивтердің негізгі ерекшеліктерінің бірі болып табылады. . Бірақ бірінші нәрсе.
Сәулелену схемасы қалай қалыптасады?
белгілі бір бағытта шығарылатын сигнал қуатын сипаттайды. Қарапайымдылық үшін біз тор элементтері изотропты деп есептейміз, яғни. олардың әрқайсысы үшін шығарылатын сигналдың күші бағытқа байланысты емес. Тордың белгілі бір бағытта шығаратын қуатының күшеюі немесе әлсіреуі мынаған байланысты алынады. Антенна массивінің әртүрлі элементтері шығаратын электромагниттік толқындар. Электромагниттік толқындар үшін тұрақты кедергі үлгісі олар болған жағдайда ғана мүмкін болады , яғни. сигналдардың фазалық айырмашылығы уақыт өте келе өзгермеуі керек. Ең дұрысы, антенна массивінің әрбір элементі сәулеленуі керек бірдей оператор жиілігінде $inline$f_{0}$inline$. Дегенмен, іс жүзінде $inline$Delta f << f_{0}$inline$ шекті ені спектрі бар тар жолақты сигналдармен жұмыс істеу керек.
Барлық AR элементтері бірдей сигнал шығарсын $inline$x_n(t)=u(t)$inline$. Содан кейін қабылдағышта n-ші элементтен алынған сигнал түрінде бейнеленуі мүмкін пішін:
$$дисплей$$a_n(t) = u(t-tau_n)e^{i2pi f_0(t-tau_n)}$$дисплей$$
мұндағы $inline$tau_n$inline$ – антенна элементінен қабылдау нүктесіне дейінгі сигналдың таралу кешігуі.
Мұндай сигнал «квазигармоникалық», және когеренттілік шартын қанағаттандыру үшін кез келген екі элемент арасындағы электромагниттік толқындардың таралуындағы максималды кідіріс сигнал қабықшасының $inline$T$inline$ өзгерісінің сипаттамалық уақытынан әлдеқайда аз болуы қажет, яғни. $inline$u(t-tau_n) ≈ u(t-tau_m)$inline$. Осылайша, тар жолақты сигналдың когеренттілігінің шартын келесідей жазуға болады:
$$display$$T≈frac{1}{Delta f}>>frac{D_{max}}{c}=max(tau_k-tau_m) $$display$$
мұндағы $inline$D_{max}$inline$ — AR элементтері арасындағы максималды қашықтық, ал $inline$с$inline$ — жарық жылдамдығы.
Сигнал қабылданған кезде кеңістіктік өңдеу блогында когерентті жинақтау цифрлық түрде орындалады. Бұл жағдайда осы блоктың шығысындағы цифрлық сигналдың кешенді мәні мына өрнекпен анықталады:
$$display$$y=sum_{n=1}^Nw_n^*x_n$$display$$
Пішінде соңғы өрнекті көрсету ыңғайлырақ Матрицалық түрдегі N-өлшемді комплекс векторлары:
$$display$$y=(textbf{w},textbf{x})=textbf{w}^Htextbf{x}$$display$$
қайда w и x баған векторлары, ал $inline$(.)^H$inline$ операциясы .
Сигналдардың векторлық көрінісі антенналық массивтермен жұмыс істеу кезіндегі негізгілердің бірі болып табылады, өйткені жиі қиын математикалық есептеулерді болдырмауға мүмкіндік береді. Сонымен қатар, белгілі бір уақытта қабылданған сигналды вектормен анықтау көбінесе нақты физикалық жүйеден абстракциялауға және геометрия тұрғысынан нақты не болып жатқанын түсінуге мүмкіндік береді.
Антенна массивінің радиациялық үлгісін есептеу үшін сізге келесі элементтер жиынтығын ойша және дәйекті түрде «іске қосу» керек. барлық мүмкін бағыттар бойынша. Бұл жағдайда векторлық элементтердің мәндері x келесі формада көрсетуге болады:
$$display$$x_n=s_n=exp{-i(textbf{k}(phi,theta),textbf{r}_n)}$$display$$
қайда k - , $inline$phi$inline$ және $inline$theta$inline$ – и , жазық толқынның келу бағытын сипаттайтын $inline$textbf{r}_n$inline$ - антенна элементінің координатасы, $inline$s_n$inline$ - фазалық вектордың элементі s толқын векторы бар жазық толқын k (ағылшын әдебиетінде фазалық векторды басқару векторы деп атайды). Шаманың квадрат амплитудасына тәуелділігі y $inline$phi$inline$ және $inline$theta$inline$ мәндері салмақ коэффициенттерінің берілген векторын қабылдау үшін антенна массивінің сәулелену үлгісін анықтайды w.
Антенна массивінің сәулелену үлгісінің ерекшеліктері
Көлденең жазықтықтағы сызықтық тең қашықтықтағы антенна массивіндегі антенналық массивтердің сәулеленуінің жалпы қасиеттерін зерттеу ыңғайлы (яғни үлгі тек азимуттық бұрышқа $inline$phi$inline$ тәуелді). Екі көзқарас бойынша ыңғайлы: аналитикалық есептеулер және көрнекі презентация.
Бірлік салмақ векторы үшін DN есептеп көрейік ($inline$w_n=1, n = 1 ... N$inline$), сипатталған көзқарас.
Мұнда математика
Толқын векторының тік оське проекциясы: $inline$k_v=-frac{2pi}{lambda}sinphi$inline$
n индексі бар антенна элементінің тік координатасы: $inline$r_{nv}=(n-1)d$inline$
Бұл d – антенна массивінің кезеңі (көрші элементтер арасындағы қашықтық), λ — толқын ұзындығы. Барлық қалған векторлық элементтер r нөлге тең.
Антенна массиві қабылдаған сигнал келесі түрде жазылады:
$$display$$y=sum_{n=1}^{N}1 ⋅exp{i2pi nfrac{d}{lambda}sinphi}$$display$$
формуласын қолданайық и :
$$display$$y=frac{1-exp{i2pi Nfrac{d}{lambda}sinphi}}{1-exp{i2pi frac{d}{lambda}sinphi}}=frac{sin(pi frac{Nd} {lambda}sinphi)}{sin(pi frac{d}{lambda}sinphi)}exp{ipi frac{d(N-1)}{lambda}sinphi}$$display$$
Нәтижесінде біз аламыз:
$$display$$F(phi)=|y|^2=frac{sin^2(pi frac{Nd}{lambda}sinphi)}{sin^2(pi frac{d}{lambda}sinphi)} $ $дисплей$$
Сәулелену схемасының жиілігі
Алынған антенна массивінің сәулелену үлгісі бұрыштың синусының мерзімді функциясы болып табылады. Бұл қатынастың белгілі бір мәндерінде дегенді білдіреді d/λ оның дифракциялық (қосымша) максимумдары бар.
N = 5 үшін антенна массивінің стандартты емес сәулелену үлгісі
Полярлық координаттар жүйесіндегі N = 5 үшін антенна массивінің нормаланған сәулелену үлгісі
«Дифракциялық детекторлардың» орнын тікелей мына жерден көруге болады DN үшін. Дегенмен, біз олардың физикалық және геометриялық (N-өлшемді кеңістікте) қайдан келгенін түсінуге тырысамыз.
Элементтер векторы s $inline$e^{iPsi n}$inline$ күрделі дәреже көрсеткіштері болып табылады, олардың мәндері $inline$Psi = 2pi frac{d}{lambda}sinphi$inline$ жалпыланған бұрыштың мәнімен анықталады. Егер жазық толқынның келуінің әртүрлі бағыттарына сәйкес келетін екі жалпыланған бұрыш болса, олар үшін $inline$Psi_1 = Psi_2 + 2pi m$inline$, онда бұл екі нәрсені білдіреді:
- Физикалық: Осы бағыттардан келетін жазық толқын фронттары антенна массивінің элементтерінде электромагниттік тербелістердің бірдей амплитудалық-фазалық таралуын тудырады.
- Геометриялық тұрғыдан: өйткені бұл екі бағыт сәйкес келеді.
Осы жолмен байланысты толқынның келу бағыттары антенна массиві тұрғысынан баламалы және бір-бірінен айырмашылығы жоқ.
ДП-ның бір ғана негізгі максимумы әрқашан жататын бұрыштар облысы қалай анықталады? Мұны келесі ойлардан нөлдік азимутқа жақын жерде орындайық: екі көршілес элементтер арасындағы фазалық ығысу шамасы $inline$-pi$inline$ бастап $inline$pi$inline$ аралығында болуы керек.
$$display$$-pi<2pifrac{d}{lambda}sinphi
Бұл теңсіздікті шешіп, нөлге жақын орналасқан бірегейлік аймағының шартын аламыз:
$$дисплей$$|sinphi|
Бұрыштағы бірегейлік аймағының өлшемі қатынасқа байланысты екенін көруге болады d/λ. егер d = 0.5λ, онда сигналдың келуінің әрбір бағыты «жеке» болып табылады және бірегейлік аймағы бұрыштардың толық ауқымын қамтиды. Егер d = 2.0λ, онда 0, ±30, ±90 бағыттары эквивалентті болады. Сәулелену үлгісінде дифракциялық лобтар пайда болады.
Әдетте, дифракциялық лобтарды бағытталған антенна элементтері арқылы басуға тырысады. Бұл жағдайда антенна массивінің толық сәулелену үлгісі бір элементтің үлгісі мен изотропты элементтер массивінің туындысы болып табылады. Бір элементтің сызбасының параметрлері әдетте антенна массивінің анық еместігі аймағының шарты негізінде таңдалады.
Негізгі лоб ені
антенна жүйесінің негізгі лобының енін бағалауға арналған инженерлік формула: $inline$Delta phi ≈ frac{lambda}{D}$inline$, мұндағы D - антеннаның сипаттамалық өлшемі. Формула антенналардың әртүрлі түрлеріне, соның ішінде айнаға арналған. Оның антенна массивтері үшін де жарамды екенін көрсетейік.
Негізгі максимумға жақын жерде өрнектің бірінші нөлдері арқылы негізгі лобтың енін анықтайық. Санатор $inline$F(phi)$inline$ үшін $inline$sinphi=mfrac{lambda}{dN}$inline$ болғанда жоғалады. Бірінші нөлдер m = ±1 сәйкес келеді. $inline$frac{lambda}{dN}<<1$inline$ біз $inline$Delta phi = 2frac{lambda}{dN}$inline$ аламыз.
Әдетте антеннаның бағыттау үлгісінің ені жарты қуат деңгейімен (-3 дБ) анықталады. Бұл жағдайда өрнекті пайдаланыңыз:
$$display$$Delta phi≈0.88frac{lambda}{dN}$$display$$
Мысал:
Негізгі лобтың енін антенна массивінің салмақ коэффициенттері үшін әртүрлі амплитудалық мәндерді орнату арқылы басқаруға болады. Үш бөлуді қарастырайық:
- Амплитуданың біркелкі таралуы (салмақ 1): $inline$w_n=1$inline$.
- Амплитудалық мәндер тордың шетіне қарай азаяды (салмақ 2): $inline$w_n=0.5+0.3cos(2pifrac{n-1}{N}-pifrac{N-1}{N})$inline$
- Тордың шетіне қарай өсетін амплитудалық мәндер (салмақ 3): $inline$w_n=0.5-0.3cos(2pifrac{n-1}{N}-pifrac{N-1}{N})$inline$
Суретте логарифмдік шкала бойынша алынған нормаланған сәулелену үлгілері көрсетілген:
Суреттен келесі тенденцияларды байқауға болады: массивтің шетіне қарай төмендейтін салмақ коэффициентінің амплитудаларының таралуы өрнектің негізгі бөлігінің кеңеюіне, бірақ бүйірлік лобтар деңгейінің төмендеуіне әкеледі. Антенна массивінің шеттеріне қарай өсетін амплитудалық мәндер, керісінше, негізгі лобтың тарылуына және бүйірлік лобтар деңгейінің жоғарылауына әкеледі. Мұнда шектеу жағдайларын қарастырған ыңғайлы:
- Шеткі элементтерден басқа барлық элементтердің салмақ коэффициенттерінің амплитудалары нөлге тең. Ең шеткі элементтердің салмақтары біреуге тең. Бұл жағдайда тор периоды бар екі элементті AR эквивалентіне айналады D = (N-1)d. Жоғарыда келтірілген формуланы пайдалана отырып, негізгі жапырақшаның енін бағалау қиын емес. Бұл жағдайда бүйірлік қабырғалар дифракциялық максимумға айналады және негізгі максимуммен тураланады.
- Орталық элементтің салмағы біреуге тең, ал қалғандарының барлығы нөлге тең. Бұл жағдайда біз изотропты сәулелену үлгісі бар бір антенна алдық.
Негізгі максимум бағыты
Сонымен, біз AP AP негізгі лобының енін қалай реттеуге болатынын қарастырдық. Енді бағытты қалай басқаруға болатынын көрейік. Еске алайық қабылданған сигнал үшін. Сәулелену үлгісінің максимумы $inline$phi_0$inline$ белгілі бір бағытта көрінуін қалаймыз. Бұл осы бағыттан максималды қуат алу керек дегенді білдіреді. Бұл бағыт $inline$textbf{s}(phi_0)$inline$ фазалық векторына сәйкес келеді. N-өлшемді векторлық кеңістік, ал алынған қуат осы фазалық вектордың скаляр көбейтіндісінің квадраты және салмақ коэффициенттерінің векторы ретінде анықталады. w. Екі вектордың скаляр көбейтіндісі олар болғанда максимум болады , яғни. $inline$textbf{w}=beta textbf{s}(phi_0)$inline$, мұнда β – кейбір нормалаушы фактор. Осылайша, қажетті бағыт үшін фазалық векторға тең салмақ векторын таңдасақ, сәулелену үлгісінің максимумын айналдырамыз.
Мысал ретінде келесі салмақ факторларын қарастырыңыз: $inline$textbf{w}=textbf{s}(10°)$inline$
$$display$$w_n=exp{i2pifrac{d}{lambda}(n-1)sin(10pi/180)}$$display$$
Нәтижесінде 10° бағытында негізгі максимумы бар сәулелену үлгісін аламыз.
Енді біз бірдей салмақ коэффициенттерін қолданамыз, бірақ сигналды қабылдау үшін емес, беру үшін. Бұл жерде сигналды беру кезінде толқын векторының бағыты керісінше өзгеретінін ескерген жөн. Бұл элементтерді білдіреді қабылдау және беру үшін олар көрсеткіш белгісі бойынша ерекшеленеді, яғни. күрделі құрмалас арқылы өзара байланысады. Нәтижесінде бірдей салмақ коэффициенттерімен қабылдау үшін сәулелену үлгісінің максимумымен сәйкес келмейтін -10° бағытында беру үшін сәулелену үлгісінің максимумын аламыз.Жағдайды түзету үшін қажет. күрделі конъюгацияны салмақ коэффициенттеріне де қолданыңыз.
Қабылдау және беру үлгілерін қалыптастырудың сипатталған ерекшелігін антенналық массивтермен жұмыс істеу кезінде әрқашан есте сақтау керек.
Сәулелену үлгісімен ойнайық
Бірнеше биіктік
Бағытта сәулеленудің екі негізгі максимумын құру міндетін алайық: -5° және 10°. Ол үшін салмақ векторы ретінде сәйкес бағыттар үшін фазалық векторлардың салмақты қосындысын таңдаймыз.
$$display$$textbf{w} = betatextbf{s}(10°)+(1-бета)textbf{s}(-5°)$$display$$
Пропорцияны реттеу β Негізгі жапырақшалар арасындағы қатынасты реттеуге болады. Мұнда тағы да векторлық кеңістікте не болып жатқанын қарау ыңғайлы. Егер β 0.5-тен үлкен болса, салмақ коэффициенттерінің векторы жақынырақ болады s(10°), әйтпесе s(-5°). Салмақ векторы фазалардың біріне неғұрлым жақын болса, соғұрлым сәйкес скаляр көбейтіндісі үлкен болады, демек, сәйкес максималды DP мәні.
Дегенмен, екі негізгі жапырақшаның да шектеулі ені бар екенін ескерген жөн және егер біз екі жақын бағытты реттегіміз келсе, онда бұл жапырақшалар кейбір орта бағытқа бағытталған біреуге біріктіріледі.
Бір максимум және нөл
Енді сәулелену үлгісінің максимумын $inline$phi_1=10°$inline$ бағытына реттеуге тырысайық және бір уақытта $inline$phi_2=-5°$inline$ бағытынан келетін сигналды басайық. Мұны істеу үшін сәйкес бұрыш үшін DN нөлін орнату керек. Мұны келесідей орындауға болады:
$$display$$textbf{w}=textbf{s}_1-frac{textbf{s}_2^Htextbf{s}_1}{N}textbf{s}_2$$display$$
мұнда $inline$textbf{s}_1 = textbf{s}(10°)$inline$ және $inline$textbf{s}_2 = textbf{s}(-5°)$inline$.
Салмақ векторын таңдаудың геометриялық мағынасы келесідей. Біз бұл векторды қалаймыз w $inline$textbf{s}_1$inline$ бойынша максималды проекциясы болды және бір уақытта $inline$textbf{s}_2$inline$ векторына ортогональ болды. $inline$textbf{s}_1$inline$ векторын екі термин ретінде көрсетуге болады: коллинеар вектор $inline$textbf{s}_2$inline$ және ортогональ вектор $inline$textbf{s}_2$inline$. Есептің қойылуын қанағаттандыру үшін салмақ коэффициенттерінің векторы ретінде екінші компонентті таңдау қажет w. Коллинеар компонентті $inline$textbf{s}_1$inline$ векторын нормаланған $inline$frac{textbf{s}_2}{sqrt{N}}$inline$ векторына скаляр көбейтіндіні пайдаланып проекциялау арқылы есептеуге болады.
$$display$$textbf{s}_{1||}=frac{textbf{s}_2}{sqrt{N}}frac{textbf{s}_2^Htextbf{s}_1}{sqrt{N}} $$дисплей$$
Сәйкесінше, $inline$textbf{s}_1$inline$ $inline$textbf{s}_XNUMX$inline$ бастапқы фазалық векторынан оның коллинеарлық компонентін алып тастап, біз қажетті салмақ векторын аламыз.
Кейбір қосымша ескертпелер
- Жоғарыда барлық жерде мен салмақ векторын қалыпқа келтіру мәселесін тастадым, яғни. оның ұзындығы. Сонымен, салмақ векторын қалыпқа келтіру антенна массивінің сәулелену үлгісінің сипаттамаларына әсер етпейді: негізгі максимум бағыты, негізгі лобтың ені және т.б. Сондай-ақ, бұл нормалаудың кеңістіктік өңдеу блогының шығысындағы SNR-ге әсер етпейтінін көрсетуге болады. Осыған байланысты, кеңістіктік сигналдарды өңдеу алгоритмдерін қарастырған кезде біз әдетте салмақ векторының бірлік нормалауын қабылдаймыз, яғни. $inline$textbf{w}^Htextbf{w}=1$inline$
- Антенна массивінің үлгісін құру мүмкіндіктері N элементтер санымен анықталады. Элементтердің саны неғұрлым көп болса, соғұрлым мүмкіндіктер кеңірек болады. Кеңістіктік салмақты өңдеуді жүзеге асыру кезінде еркіндік дәрежесі неғұрлым көп болса, соғұрлым N өлшемді кеңістікте салмақ векторын «бұрау» нұсқалары көбірек болады.
- Сәулелену үлгілерін қабылдау кезінде антенна массиві физикалық түрде болмайды және мұның бәрі сигналды өңдейтін есептеу блогының «қиялында» ғана болады. Бұл бір уақытта бірнеше заңдылықтарды синтездеуге және әртүрлі бағыттардан келетін сигналдарды дербес өңдеуге болатынын білдіреді. Тасымалдау жағдайында бәрі біршама күрделірек, бірақ әртүрлі деректер ағындарын жіберу үшін бірнеше DN синтездеуге болады. Байланыс жүйелеріндегі бұл технология деп аталады .
- Ұсынылған matlab кодын пайдалана отырып, сіз DN-мен өзіңіз ойнай аласыз
код% antenna array settings N = 10; % number of elements d = 0.5; % period of antenna array wLength = 1; % wavelength mode = 'receiver'; % receiver or transmitter % weights of antenna array w = ones(N,1); % w = 0.5 + 0.3*cos(2*pi*((0:N-1)-0.5*(N-1))/N).'; % w = 0.5 - 0.3*cos(2*pi*((0:N-1)-0.5*(N-1))/N).'; % w = exp(2i*pi*d/wLength*sin(10/180*pi)*(0:N-1)).'; % b = 0.5; w = b*exp(2i*pi*d/wLength*sin(+10/180*pi)*(0:N-1)).' + (1-b)*exp(2i*pi*d/wLength*sin(-5/180*pi)*(0:N-1)).'; % b = 0.5; w = b*exp(2i*pi*d/wLength*sin(+3/180*pi)*(0:N-1)).' + (1-b)*exp(2i*pi*d/wLength*sin(-3/180*pi)*(0:N-1)).'; % s1 = exp(2i*pi*d/wLength*sin(10/180*pi)*(0:N-1)).'; % s2 = exp(2i*pi*d/wLength*sin(-5/180*pi)*(0:N-1)).'; % w = s1 - (1/N)*s2*s2'*s1; % w = s1; % normalize weights w = w./sqrt(sum(abs(w).^2)); % set of angle values to calculate pattern angGrid_deg = (-90:0.5:90); % convert degree to radian angGrid = angGrid_deg * pi / 180; % calculate set of steerage vectors for angle grid switch (mode) case 'receiver' s = exp(2i*pi*d/wLength*bsxfun(@times,(0:N-1)',sin(angGrid))); case 'transmitter' s = exp(-2i*pi*d/wLength*bsxfun(@times,(0:N-1)',sin(angGrid))); end % calculate pattern y = (abs(w'*s)).^2; %linear scale plot(angGrid_deg,y/max(y)); grid on; xlim([-90 90]); % log scale % plot(angGrid_deg,10*log10(y/max(y))); % grid on; % xlim([-90 90]);
Бейімделетін антенна массивінің көмегімен қандай мәселелерді шешуге болады?
Белгісіз сигналды оңтайлы қабылдауЕгер сигналдың келу бағыты белгісіз болса (және байланыс арнасы көп жолды болса, әдетте бірнеше бағыт бар), онда антенна массиві қабылдаған сигналды талдау арқылы оптималды салмақ векторын құруға болады. w сондықтан кеңістіктік өңдеу блогының шығысындағы SNR максималды болады.
Фондық шуға қарсы оңтайлы сигнал қабылдауМұнда мәселе келесідей қойылады: күтілетін пайдалы сигналдың кеңістіктік параметрлері белгілі, бірақ сыртқы ортада кедергілердің көздері бар. Сигнал қабылдауға кедергінің әсерін барынша азайта отырып, AP шығысындағы SINR мәнін барынша арттыру қажет.
Пайдаланушыға оңтайлы сигнал беруБұл мәселе мобильді байланыс жүйелерінде (4G, 5G), сондай-ақ Wi-Fi желісінде шешілген. Мағынасы қарапайым: пайдаланушының кері байланыс арнасындағы арнайы пилоттық сигналдардың көмегімен байланыс арнасының кеңістіктік сипаттамалары бағаланады және оның негізінде тасымалдау үшін оңтайлы салмақ коэффициенттерінің векторы таңдалады.
Деректер ағындарының кеңістіктік мультиплексирленуіБейімделетін антенна массивтері деректерді бір уақытта бірнеше пайдаланушыға бір жиілікте жіберуге мүмкіндік береді, олардың әрқайсысы үшін жеке үлгіні құрайды. Бұл технология MU-MIMO деп аталады және қазіргі уақытта байланыс жүйелерінде белсенді түрде енгізілуде (және бір жерде). Кеңістіктік мультиплекстеу мүмкіндігі, мысалы, 4G LTE ұялы байланыс стандартында, IEEE802.11ay Wi-Fi стандартында және 5G ұялы байланыс стандарттарында қарастырылған.
Радарларға арналған виртуалды антенна массивтеріСандық антенна массивтері сигналды өңдеу үшін айтарлықтай үлкен өлшемдегі виртуалды антенна массивін құруға бірнеше таратқыш антенна элементтерін пайдалана отырып мүмкіндік береді. Виртуалды тор нақтыға тән барлық сипаттамаларға ие, бірақ оны жүзеге асыру үшін азырақ жабдық қажет.
Сәулелену көздерінің параметрлерін бағалауБейімделетін антенна массивтері санды, қуатты, радио сәулелену көздері, әртүрлі көздерден келетін сигналдар арасында статистикалық байланыс орнату. Бұл мәселеде адаптивті антенналық массивтердің басты артықшылығы - жақын маңдағы сәулелену көздерін өте жоғары шешу мүмкіндігі. Арасындағы бұрыштық қашықтық антенна массивінің сәулелену үлгісінің негізгі бөлігінің енінен аз болатын көздер (). Бұл негізінен сигналдың векторлық көрінісі, белгілі сигнал моделі, сондай-ақ сызықтық математика аппаратының арқасында мүмкін болады.
назарларыңызға рахмет
Ақпарат көзі: www.habr.com