Laba diena.
PÄdÄjos gadus esmu pavadÄ«jis, pÄtot un veidojot dažÄdus algoritmus telpisko signÄlu apstrÄdei adaptÄ«vo antenu blokos, un turpinu to darÄ«t sava paÅ”reizÄjÄ darba ietvaros. Å eit vÄlos padalÄ«ties ar zinÄÅ”anÄm un trikiem, ko atklÄju sev. Es ceru, ka tas noderÄs cilvÄkiem, kuri sÄk apgÅ«t Å”o signÄlu apstrÄdes jomu, vai tiem, kas vienkÄrÅ”i interesÄjas.
Kas ir adaptīvais antenu bloks?
ā tas ir antenas elementu komplekts, kas kaut kÄdÄ veidÄ novietots kosmosÄ. VienkÄrÅ”otu adaptÄ«vÄs antenu masÄ«va struktÅ«ru, kuru mÄs apsvÄrsim, var attÄlot Å”ÄdÄ formÄ:
AdaptÄ«vos antenu blokus bieži sauc par āviedajÄmā antenÄm (). Tas, kas padara antenu masÄ«vu āgudruā, ir telpiskÄ signÄlu apstrÄdes iekÄrta un tajÄ ieviestie algoritmi. Å ie algoritmi analizÄ saÅemto signÄlu un veido svÄruma koeficientu kopu $inline$w_1ā¦w_N$inline$, kas nosaka katra elementa signÄla amplitÅ«du un sÄkotnÄjo fÄzi. Dotais amplitÅ«das-fÄzes sadalÄ«jums nosaka visu režģi kopumÄ. SpÄja sintezÄt vajadzÄ«gÄs formas starojuma modeli un mainÄ«t to signÄla apstrÄdes laikÄ ir viena no adaptÄ«vo antenu bloku galvenajÄm iezÄ«mÄm, kas ļauj risinÄt plaÅ”u problÄmu loku. . Bet vispirms vispirms.
KÄ veidojas starojuma modelis?
raksturo noteiktÄ virzienÄ izstarotÄ signÄla jaudu. VienkÄrŔības labad mÄs pieÅemam, ka režģa elementi ir izotropi, t.i. katram no tiem izstarotÄ signÄla jauda nav atkarÄ«ga no virziena. Režģa izstarotÄs jaudas pastiprinÄÅ”ana vai vÄjinÄÅ”anÄs noteiktÄ virzienÄ tiek iegÅ«ta, pateicoties ElektromagnÄtiskie viļÅi, ko izstaro dažÄdi antenas bloka elementi. Stabils elektromagnÄtisko viļÅu traucÄjumu modelis ir iespÄjams tikai tad, ja tie , t.i. signÄlu fÄzes starpÄ«bai laika gaitÄ nevajadzÄtu mainÄ«ties. IdeÄlÄ gadÄ«jumÄ katram antenas bloka elementam vajadzÄtu izstarot ar to paÅ”u nesÄja frekvenci $inline$f_{0}$inline$. TomÄr praksÄ ir jÄstrÄdÄ ar Å”aurjoslas signÄliem ar ierobežotu platumu $inline$Delta f << f_{0}$inline$.
Ä»aujiet visiem AR elementiem izstarot vienu un to paÅ”u signÄlu ar $inline$x_n(t)=u(t)$inline$. Tad tÄlÄk uztvÄrÄjÄ var attÄlot no n-tÄ elementa saÅemto signÄlu forma:
$$displejs$$a_n(t) = u(t-tau_n)e^{i2pi f_0(t-tau_n)}$$displejs$$
kur $inline$tau_n$inline$ ir signÄla izplatÄ«Å”anÄs aizkave no antenas elementa lÄ«dz uztverÅ”anas punktam.
Å Äds signÄls ir "kvaziharmoniska", un saskaÅotÄ«bas nosacÄ«juma izpildei nepiecieÅ”ams, lai elektromagnÄtisko viļÅu izplatÄ«Å”anÄs maksimÄlÄ aizkave starp jebkuriem diviem elementiem bÅ«tu daudz mazÄka par signÄla apvalka $inline$T$inline$ raksturÄ«go izmaiÅu laiku, t.i. $inline$u(t-tau_n) ā u(t-tau_m)$inline$. TÄdÄjÄdi Å”aurjoslas signÄla koherences nosacÄ«jumu var uzrakstÄ«t Å”Ädi:
$$displejs$$Tāfrac{1}{Delta f}>>frac{D_{max}}{c}=max(tau_k-tau_m) $$displejs$$
kur $inline$D_{max}$inline$ ir maksimÄlais attÄlums starp AR elementiem un $inline$Ń$inline$ ir gaismas Ätrums.
Kad tiek saÅemts signÄls, telpiskajÄ apstrÄdes blokÄ digitÄli tiek veikta koherenta summÄÅ”ana. Å ajÄ gadÄ«jumÄ digitÄlÄ signÄla komplekso vÄrtÄ«bu Ŕī bloka izejÄ nosaka izteiksme:
$$displejs$$y=sum_{n=1}^Nw_n^*x_n$$displejs$$
ÄrtÄk ir attÄlot pÄdÄjo izteiksmi formÄ N-dimensiju kompleksie vektori matricas formÄ:
$$display$$y=(textbf{w},textbf{x})=textbf{w}^Htextbf{x}$$display$$
kur w Šø x ir kolonnu vektori, un $inline$(.)^H$inline$ ir darbÄ«ba .
SignÄlu vektora attÄlojums ir viens no pamata, strÄdÄjot ar antenu blokiem, jo bieži ļauj izvairÄ«ties no apgrÅ«tinoÅ”iem matemÄtiskiem aprÄÄ·iniem. TurklÄt noteiktÄ laika momentÄ saÅemta signÄla identificÄÅ”ana ar vektoru nereti ļauj abstrahÄties no reÄlÄs fiziskÄs sistÄmas un saprast, kas tieÅ”i notiek no Ä£eometrijas viedokļa.
Lai aprÄÄ·inÄtu antenu bloka starojuma modeli, jums ir garÄ«gi un secÄ«gi "jÄuzsÄk" komplekts no visiem iespÄjamiem virzieniem. Å ajÄ gadÄ«jumÄ vektora elementu vÄrtÄ«bas x var attÄlot Å”ÄdÄ formÄ:
$$displejs$$x_n=s_n=exp{-i(textbf{k}(phi,theta),textbf{r}_n)}$$display$$
kur k - , $inline$phi$inline$ un $inline$theta$inline$ ā Šø , kas raksturo plaknes viļÅa ieraÅ”anÄs virzienu, $inline$textbf{r}_n$inline$ ir antenas elementa koordinÄte, $inline$s_n$inline$ ir fÄzu vektora elements s plaknes vilnis ar viļÅu vektoru k (angļu literatÅ«rÄ fÄzÄÅ”anas vektoru sauc par steerage vektoru). Daudzuma amplitÅ«das kvadrÄtÄ atkarÄ«ba y no $inline$phi$inline$ un $inline$theta$inline$ nosaka antenas masÄ«va starojuma modeli uztverÅ”anai noteiktam svÄruma koeficientu vektoram w.
Antenas bloka starojuma modeļa iezīmes
Ir Ärti pÄtÄ«t antenu bloku starojuma modeļa vispÄrÄ«gÄs Ä«paŔības uz lineÄra vienÄdÄ attÄlumÄ esoÅ”Ä antenu bloka horizontÄlÄ plaknÄ (t.i., modelis ir atkarÄ«gs tikai no azimutÄlÄ leÅÄ·a $inline$phi$inline$). Ärts no diviem viedokļiem: analÄ«tiskie aprÄÄ·ini un vizuÄlÄ prezentÄcija.
AprÄÄ·inÄsim DN vienÄ«bas svara vektoram ($inline$w_n=1, n = 1 ... N$inline$), ievÄrojot aprakstÄ«to pieeja.
Å eit matemÄtika
ViļÅa vektora projekcija uz vertikÄlo asi: $inline$k_v=-frac{2pi}{lambda}sinphi$inline$
Antenas elementa vertikÄlÄ koordinÄte ar indeksu n: $inline$r_{nv}=(n-1)d$inline$
Å eit d - antenas bloka periods (attÄlums starp blakus esoÅ”ajiem elementiem), Ī» - viļÅa garums. Visi pÄrÄjie vektora elementi r ir vienÄdi ar nulli.
Antenas bloka saÅemtais signÄls tiek ierakstÄ«ts Å”ÄdÄ formÄ:
$$display$$y=sum_{n=1}^{N}1 ā exp{i2pi nfrac{d}{lambda}sinphi}$$display$$
Pielietosim formulu par Šø :
$$display$$y=frac{1-exp{i2pi Nfrac{d}{lambda}sinphi}}{1-exp{i2pi frac{d}{lambda}sinphi}}=frac{sin(pi frac{Nd} {lambda}sinphi)}{sin(pi frac{d}{lambda}sinphi)}exp{ipi frac{d(N-1)}{lambda}sinphi}$$display$$
RezultÄtÄ mÄs iegÅ«stam:
$$displejs$$F(phi)=|y|^2=frac{sin^2(pi frac{Nd}{lambda}sinphi)}{sin^2(pi frac{d}{lambda}sinphi)} $ $displejs$$
RadiÄcijas modeļa biežums
IegÅ«tais antenas bloka starojuma modelis ir leÅÄ·a sinusa periodiska funkcija. Tas nozÄ«mÄ, ka pie noteiktÄm koeficienta vÄrtÄ«bÄm d/Ī» tai ir difrakcijas (papildu) maksimumi.
Antenas bloka nestandartizÄts starojuma modelis, ja N = 5
Antenas bloka normalizÄtÄ starojuma shÄma N = 5 polÄro koordinÄtu sistÄmÄ
āDifrakcijas detektoruā stÄvokli var apskatÄ«t tieÅ”i no par DN. TomÄr mÄs mÄÄ£inÄsim saprast, no kurienes tie nÄk fiziski un Ä£eometriski (N-dimensiju telpÄ).
elementi vektors s ir kompleksi eksponenti $inline$e^{iPsi n}$inline$, kuru vÄrtÄ«bas nosaka vispÄrinÄtÄ leÅÄ·a $inline$Psi = 2pi frac{d}{lambda}sinphi$inline$ vÄrtÄ«ba. Ja ir divi vispÄrinÄti leÅÄ·i, kas atbilst dažÄdiem plaknes viļÅa ienÄkÅ”anas virzieniem, kuriem $inline$Psi_1 = Psi_2 + 2pi m$inline$, tad tas nozÄ«mÄ divas lietas:
- Fiziski: plaknes viļÅu frontes, kas nÄk no Å”iem virzieniem, inducÄ identisku elektromagnÄtisko svÄrstÄ«bu amplitÅ«das fÄzu sadalÄ«jumu antenas bloka elementos.
- Ģeometriski: jo Ŕie divi virzieni sakrīt.
Å Ädi saistÄ«tie viļÅu ieraÅ”anÄs virzieni ir lÄ«dzvÄrtÄ«gi no antenas bloka viedokļa un nav atŔķirami viens no otra.
KÄ noteikt leÅÄ·u apgabalu, kurÄ vienmÄr atrodas tikai viens galvenais DP maksimums? DarÄ«sim to nulles azimuta tuvumÄ, Åemot vÄrÄ Å”Ädus apsvÄrumus: fÄzes nobÄ«des lielumam starp diviem blakus esoÅ”ajiem elementiem ir jÄbÅ«t diapazonÄ no $inline$-pi$inline$ lÄ«dz $inline$pi$inline$.
$$displejs$$-pi<2pifrac{d}{lambda}sinphi
Atrisinot Å”o nevienlÄ«dzÄ«bu, mÄs iegÅ«stam nosacÄ«jumu unikalitÄtes reÄ£ionam nulles tuvumÄ:
$$displejs$$|sinphi|
Var redzÄt, ka unikalitÄtes apgabala lielums leÅÄ·Ä« ir atkarÄ«gs no attiecÄ«bas d/Ī». Ja d = 0.5Ī», tad katrs signÄla ienÄkÅ”anas virziens ir āindividuÄlsā, un unikalitÄtes apgabals aptver visu leÅÄ·u diapazonu. Ja d = 2.0Ī», tad virzieni 0, Ā±30, Ā±90 ir lÄ«dzvÄrtÄ«gi. Uz starojuma shÄmas parÄdÄs difrakcijas daivas.
Parasti difrakcijas daivas tiek mÄÄ£inÄts nomÄkt, izmantojot virziena antenas elementus. Å ajÄ gadÄ«jumÄ pilns antenas bloka starojuma modelis ir viena elementa modeļa un izotropo elementu masÄ«va reizinÄjums. Viena elementa modeļa parametrus parasti izvÄlas, pamatojoties uz nosacÄ«jumu par antenas masÄ«va nepÄrprotamÄ«bas apgabalu.
GalvenÄs daivas platums
inženiertehniskÄ formula antenas sistÄmas galvenÄs daivas platuma novÄrtÄÅ”anai: $inline$Delta phi ā frac{lambda}{D}$inline$, kur D ir antenas raksturÄ«gais izmÄrs. Formula tiek izmantota dažÄda veida antenÄm, ieskaitot spoguļa antenas. ParÄdÄ«sim, ka tas attiecas arÄ« uz antenu blokiem.
Noteiksim galvenÄs daivas platumu ar raksta pirmajÄm nullÄm galvenÄ maksimuma tuvumÄ. SkaitÄ«tÄjs $inline$F(phi)$inline$ pazÅ«d, kad $inline$sinphi=mfrac{lambda}{dN}$inline$. PirmÄs nulles atbilst m = Ā±1. $inline$frac{lambda}{dN}<<1$inline$ mÄs iegÅ«stam $inline$Delta phi = 2frac{lambda}{dN}$inline$.
Parasti antenas virziena modeļa platumu nosaka pusjaudas lÄ«menis (-3 dB). Å ajÄ gadÄ«jumÄ izmantojiet izteicienu:
$$displejs$$Delta phiā0.88frac{lambda}{dN}$$displejs$$
PiemÄrs
GalvenÄs daivas platumu var kontrolÄt, iestatot dažÄdas amplitÅ«das vÄrtÄ«bas antenas masÄ«va svÄruma koeficientiem. ApskatÄ«sim trÄ«s sadalÄ«jumus:
- VienmÄrÄ«gs amplitÅ«das sadalÄ«jums (svars 1): $inline$w_n=1$inline$.
- AmplitÅ«das vÄrtÄ«bas, kas samazinÄs virzienÄ uz režģa malÄm (svars 2): $inline$w_n=0.5+0.3cos(2pifrac{n-1}{N}-pifrac{N-1}{N})$inline$
- AmplitÅ«das vÄrtÄ«bas, kas pieaug virzienÄ uz režģa malÄm (svars 3): $inline$w_n=0.5-0.3cos(2pifrac{n-1}{N}-pifrac{N-1}{N})$inline$
AttÄlÄ parÄdÄ«ti iegÅ«tie normalizÄtie starojuma modeļi logaritmiskÄ skalÄ:
No attÄla var izsekot Å”Ädas tendences: svara koeficientu amplitÅ«du sadalÄ«jums, kas samazinÄs virzienÄ uz masÄ«va malÄm, noved pie raksta galvenÄs daivas paplaÅ”inÄÅ”anÄs, bet sÄnu daivu lÄ«meÅa pazeminÄÅ”anÄs. AmplitÅ«das vÄrtÄ«bas, kas palielinÄs pret antenas masÄ«va malÄm, gluži pretÄji, noved pie galvenÄs daivas saÅ”aurinÄÅ”anÄs un sÄnu daivu lÄ«meÅa paaugstinÄÅ”anÄs. Å eit ir Ärti apsvÄrt gadÄ«jumu ierobežoÅ”anu:
- Visu elementu, izÅemot galÄjos, svÄrÅ”anas koeficientu amplitÅ«das ir vienÄdas ar nulli. AttÄlÄko elementu svari ir vienÄdi ar vienu. Å ajÄ gadÄ«jumÄ režģis kļūst lÄ«dzvÄrtÄ«gs divu elementu AR ar punktu D = (N-1)d. Nav grÅ«ti novÄrtÄt galvenÄs ziedlapas platumu, izmantojot iepriekÅ” sniegto formulu. Å ajÄ gadÄ«jumÄ sÄnu malas pÄrvÄrtÄ«sies difrakcijas maksimumos un izlÄ«dzinÄs ar galveno maksimumu.
- CentrÄlÄ elementa svars ir vienÄds ar vienu, un visi pÄrÄjie ir vienÄdi ar nulli. Å ajÄ gadÄ«jumÄ mÄs bÅ«tÄ«bÄ saÅÄmÄm vienu antenu ar izotropiskÄ starojuma modeli.
GalvenÄ maksimuma virziens
TÄtad, mÄs apskatÄ«jÄm, kÄ jÅ«s varat pielÄgot AP AP galvenÄs daivas platumu. Tagad redzÄsim, kÄ vadÄ«t virzienu. AtcerÄsimies par saÅemto signÄlu. VÄlamies, lai starojuma shÄmas maksimums skatÄ«tos noteiktÄ virzienÄ $inline$phi_0$inline$. Tas nozÄ«mÄ, ka no Ŕī virziena jÄsaÅem maksimÄlÄ jauda. Å is virziens atbilst fÄzu vektoram $inline$textbf{s}(phi_0)$inline$ in N-dimensiju vektora telpa, un saÅemtÄ jauda ir definÄta kÄ Å”Ä« fÄzÄÅ”anas vektora skalÄrÄ reizinÄjuma un svÄrÅ”anas koeficientu vektora kvadrÄts. w. Divu vektoru skalÄrais reizinÄjums ir maksimÄlais, kad tie , t.i. $inline$textbf{w}=beta textbf{s}(phi_0)$inline$, kur Ī² ā kÄds normalizÄjoÅ”s faktors. TÄdÄjÄdi, ja izvÄlÄsimies svara vektoru, kas ir vienÄds ar fÄzu vektoru vajadzÄ«gajam virzienam, mÄs pagriezÄ«sim starojuma modeļa maksimumu.
Apsveriet Å”Ädus svÄrÅ”anas faktorus kÄ piemÄru: $inline$textbf{w}=textbf{s}(10Ā°)$inline$
$$displejs$$w_n=exp{i2pifrac{d}{lambda}(n-1)sin(10pi/180)}$$display$$
RezultÄtÄ mÄs iegÅ«stam starojuma modeli ar galveno maksimumu 10Ā° virzienÄ.
Tagad mÄs piemÄrojam tos paÅ”us svÄrÅ”anas koeficientus, bet ne signÄla uztverÅ”anai, bet pÄrraidei. Å eit ir vÄrts apsvÄrt, ka, pÄrraidot signÄlu, viļÅu vektora virziens mainÄs uz pretÄjo. Tas nozÄ«mÄ, ka elementi uztverÅ”anai un pÄrraidei tie atŔķiras ar eksponenta zÄ«mi, t.i. ir savstarpÄji saistÄ«ti ar sarežģītu konjugÄciju. RezultÄtÄ iegÅ«stam starojuma shÄmas maksimumu pÄrraidei virzienÄ -10Ā°, kas nesakrÄ«t ar starojuma shÄmas maksimumu uztverÅ”anai ar vienÄdiem svara koeficientiem.Lai labotu situÄciju, nepiecieÅ”ams piemÄrot komplekso konjugÄciju arÄ« svara koeficientiem.
StrÄdÄjot ar antenu blokiem, vienmÄr jÄpatur prÄtÄ aprakstÄ«tÄ uztverÅ”anas un pÄrraides modeļu veidoÅ”anÄs iezÄ«me.
PaspÄlÄsimies ar starojuma modeli
VairÄki kÄpumi
IzvirzÄ«sim uzdevumu veidot divus galvenos starojuma shÄmas maksimumus virzienÄ: -5Ā° un 10Ā°. Lai to izdarÄ«tu, kÄ svara vektoru izvÄlamies attiecÄ«go virzienu fÄzÄÅ”anas vektoru svÄrto summu.
$$displejs$$textbf{w} = betatextbf{s}(10Ā°)+(1-beta)textbf{s}(-5Ā°)$$display$$
AttiecÄ«bas regulÄÅ”ana Ī² Varat pielÄgot attiecÄ«bu starp galvenajÄm ziedlapiÅÄm. Å eit atkal ir Ärti paskatÄ«ties uz to, kas notiek vektoru telpÄ. Ja Ī² ir lielÄks par 0.5, tad svÄrÅ”anas koeficientu vektors atrodas tuvÄk s(10Ā°), pretÄjÄ gadÄ«jumÄ uz s(-5Ā°). Jo tuvÄk svara vektors ir kÄdam no fasoriem, jo āālielÄka ir atbilstoÅ”a skalÄra reizinÄjums un lÄ«dz ar to atbilstoÅ”Ä maksimÄlÄ DP vÄrtÄ«ba.
TomÄr ir vÄrts padomÄt, ka abÄm galvenajÄm ziedlapiÅÄm ir ierobežots platums, un, ja mÄs vÄlamies noskaÅoties uz diviem tuviem virzieniem, tad Ŕīs ziedlapiÅas saplÅ«dÄ«s vienÄ, orientÄjoties uz kÄdu vidus virzienu.
Viens maksimums un nulle
Tagad mÄÄ£inÄsim noregulÄt starojuma shÄmas maksimumu virzienÄ $inline$phi_1=10Ā°$inline$ un tajÄ paÅ”Ä laikÄ slÄpÄsim signÄlu, kas nÄk no virziena $inline$phi_2=-5Ā°$inline$. Lai to izdarÄ«tu, jums ir jÄiestata DN nulle attiecÄ«gajam leÅÄ·im. To var izdarÄ«t Å”Ädi:
$$display$$textbf{w}=textbf{s}_1-frac{textbf{s}_2^Htextbf{s}_1}{N}textbf{s}_2$$display$$
kur $inline$textbf{s}_1 = textbf{s}(10Ā°)$inline$ un $inline$textbf{s}_2 = textbf{s}(-5Ā°)$inline$.
Svara vektora izvÄles Ä£eometriskÄ nozÄ«me ir Å”Äda. MÄs vÄlamies Å”o vektoru w bija maksimÄlÄ projekcija uz $inline$textbf{s}_1$inline$ un tajÄ paÅ”Ä laikÄ bija ortogonÄla pret vektoru $inline$textbf{s}_2$inline$. Vektoru $inline$textbf{s}_1$inline$ var attÄlot kÄ divus vÄrdus: kolineÄru vektoru $inline$textbf{s}_2$inline$ un ortogonÄlu vektoru $inline$textbf{s}_2$inline$. Lai apmierinÄtu problÄmas formulÄjumu, kÄ svÄruma koeficientu vektoru nepiecieÅ”ams izvÄlÄties otro komponentu w. KolineÄro komponentu var aprÄÄ·inÄt, projicÄjot vektoru $inline$textbf{s}_1$inline$ uz normalizÄto vektoru $inline$frac{textbf{s}_2}{sqrt{N}}$inline$, izmantojot skalÄro reizinÄjumu.
$$display$$textbf{s}_{1||}=frac{textbf{s}_2}{sqrt{N}}frac{textbf{s}_2^Htextbf{s}_1}{sqrt{N}} $$displejs$$
AttiecÄ«gi, atÅemot tÄs kolineÄro komponentu no sÄkotnÄjÄ fÄzÄÅ”anas vektora $inline$textbf{s}_1$inline$, iegÅ«stam vajadzÄ«go svara vektoru.
Dažas papildu piezīmes
- Visur augstÄk es izlaidu jautÄjumu par svara vektora normalizÄÅ”anu, t.i. tÄ garums. TÄtad svara vektora normalizÄÅ”ana neietekmÄ antenas masÄ«va starojuma modeļa raksturlielumus: galvenÄ maksimuma virzienu, galvenÄs daivas platumu utt. Var arÄ« parÄdÄ«t, ka Ŕī normalizÄcija neietekmÄ SNR telpiskÄs apstrÄdes vienÄ«bas izejÄ. Å ajÄ sakarÄ, apsverot telpisko signÄlu apstrÄdes algoritmus, mÄs parasti pieÅemam svara vektora vienÄ«bas normalizÄciju, t.i. $inline$textbf{w}^Htextbf{w}=1$inline$
- Antenu masÄ«va modeļa veidoÅ”anas iespÄjas nosaka elementu skaits N. Jo vairÄk elementu, jo plaÅ”Äkas iespÄjas. Jo lielÄkas brÄ«vÄ«bas pakÄpes, ievieÅ”ot telpisko svaru apstrÄdi, jo vairÄk iespÄju, kÄ āsagrieztā svara vektoru N-dimensiju telpÄ.
- Uztverot starojuma modeļus, antenu masÄ«vs fiziski nepastÄv, un tas viss pastÄv tikai signÄlu apstrÄdÄjoÅ”Äs skaitļoÅ”anas vienÄ«bas āiztÄlÄā. Tas nozÄ«mÄ, ka vienlaikus ir iespÄjams sintezÄt vairÄkus modeļus un neatkarÄ«gi apstrÄdÄt signÄlus, kas nÄk no dažÄdiem virzieniem. PÄrraides gadÄ«jumÄ viss ir nedaudz sarežģītÄk, taÄu ir iespÄjams arÄ« sintezÄt vairÄkus DN, lai pÄrraidÄ«tu dažÄdas datu plÅ«smas. Å o tehnoloÄ£iju sakaru sistÄmÄs sauc .
- Izmantojot uzrÄdÄ«to Matlab kodu, jÅ«s pats varat spÄlÄt ar DN
Kods% antenna array settings N = 10; % number of elements d = 0.5; % period of antenna array wLength = 1; % wavelength mode = 'receiver'; % receiver or transmitter % weights of antenna array w = ones(N,1); % w = 0.5 + 0.3*cos(2*pi*((0:N-1)-0.5*(N-1))/N).'; % w = 0.5 - 0.3*cos(2*pi*((0:N-1)-0.5*(N-1))/N).'; % w = exp(2i*pi*d/wLength*sin(10/180*pi)*(0:N-1)).'; % b = 0.5; w = b*exp(2i*pi*d/wLength*sin(+10/180*pi)*(0:N-1)).' + (1-b)*exp(2i*pi*d/wLength*sin(-5/180*pi)*(0:N-1)).'; % b = 0.5; w = b*exp(2i*pi*d/wLength*sin(+3/180*pi)*(0:N-1)).' + (1-b)*exp(2i*pi*d/wLength*sin(-3/180*pi)*(0:N-1)).'; % s1 = exp(2i*pi*d/wLength*sin(10/180*pi)*(0:N-1)).'; % s2 = exp(2i*pi*d/wLength*sin(-5/180*pi)*(0:N-1)).'; % w = s1 - (1/N)*s2*s2'*s1; % w = s1; % normalize weights w = w./sqrt(sum(abs(w).^2)); % set of angle values to calculate pattern angGrid_deg = (-90:0.5:90); % convert degree to radian angGrid = angGrid_deg * pi / 180; % calculate set of steerage vectors for angle grid switch (mode) case 'receiver' s = exp(2i*pi*d/wLength*bsxfun(@times,(0:N-1)',sin(angGrid))); case 'transmitter' s = exp(-2i*pi*d/wLength*bsxfun(@times,(0:N-1)',sin(angGrid))); end % calculate pattern y = (abs(w'*s)).^2; %linear scale plot(angGrid_deg,y/max(y)); grid on; xlim([-90 90]); % log scale % plot(angGrid_deg,10*log10(y/max(y))); % grid on; % xlim([-90 90]);
KÄdas problÄmas var atrisinÄt, izmantojot adaptÄ«vo antenu bloku?
OptimÄla nezinÄma signÄla uztverÅ”anaJa signÄla ienÄkÅ”anas virziens nav zinÄms (un, ja sakaru kanÄls ir daudzceļu, parasti ir vairÄki virzieni), tad, analizÄjot antenu masÄ«va uztverto signÄlu, ir iespÄjams izveidot optimÄlu svara vektoru. w lai SNR telpiskÄs apstrÄdes vienÄ«bas izejÄ bÅ«tu maksimÄla.
OptimÄla signÄla uztverÅ”ana pret fona troksniÅ eit problÄma tiek izvirzÄ«ta Å”Ädi: sagaidÄmÄ lietderÄ«gÄ signÄla telpiskie parametri ir zinÄmi, bet ÄrÄjÄ vidÄ ir traucÄjumu avoti. Ir nepiecieÅ”ams maksimÄli palielinÄt SINR pie AP izejas, pÄc iespÄjas samazinot traucÄjumu ietekmi uz signÄla uztverÅ”anu.
OptimÄla signÄla pÄrraide lietotÄjamÅ Ä« problÄma tiek atrisinÄta mobilo sakaru sistÄmÄs (4G, 5G), kÄ arÄ« Wi-Fi. NozÄ«me ir vienkÄrÅ”a: ar Ä«paÅ”u pilotsignÄlu palÄ«dzÄ«bu lietotÄja atgriezeniskÄs saites kanÄlÄ tiek novÄrtÄti sakaru kanÄla telpiskie raksturlielumi, un uz tÄ pamata tiek izvÄlÄts pÄrraidei optimÄlais svÄrÅ”anas koeficientu vektors.
Datu straumju telpiskÄ multipleksÄÅ”anaAdaptÄ«vie antenu bloki ļauj pÄrraidÄ«t datus vairÄkiem lietotÄjiem vienlaikus vienÄ frekvencÄ, katram veidojot individuÄlu modeli. Å o tehnoloÄ£iju sauc par MU-MIMO, un Å”obrÄ«d tÄ tiek aktÄ«vi ieviesta (un kaut kur jau) sakaru sistÄmÄs. TelpiskÄs multipleksÄÅ”anas iespÄja ir paredzÄta, piemÄram, 4G LTE mobilo sakaru standartÄ, IEEE802.11ay Wi-Fi standartÄ un 5G mobilo sakaru standartos.
VirtuÄlie antenu bloki radariemDigitÄlie antenu bloki dod iespÄju, izmantojot vairÄkus raidÄ«Å”anas antenas elementus, izveidot ievÄrojami lielÄka izmÄra virtuÄlo antenu masÄ«vu signÄlu apstrÄdei. VirtuÄlajam režģim ir visas reÄlÄ tÄ«kla Ä«paŔības, taÄu tÄ ievieÅ”anai ir nepiecieÅ”ams mazÄk aparatÅ«ras.
RadiÄcijas avotu parametru novÄrtÄÅ”anaAdaptÄ«vie antenu bloki ļauj atrisinÄt skaitļa, jaudas, radio emisijas avoti, izveidot statistisku savienojumu starp signÄliem no dažÄdiem avotiem. AdaptÄ«vo antenu bloku galvenÄ priekÅ”rocÄ«ba Å”ajÄ jautÄjumÄ ir spÄja lieliski izŔķirt tuvumÄ esoÅ”os starojuma avotus. Avoti, kuru leÅÄ·iskais attÄlums ir mazÄks par antenas bloka starojuma modeļa galvenÄs daivas platumu (). Tas galvenokÄrt ir iespÄjams, pateicoties signÄla vektora attÄlojumam, labi zinÄmajam signÄla modelim, kÄ arÄ« lineÄrÄs matemÄtikas aparÄtam.
Paldies par jūsu uzmanību
Avots: www.habr.com