Goedendag.
De afgelopen paar jaar heb ik me gewijd aan het onderzoeken en ontwikkelen van verschillende algoritmes voor ruimtelijke signaalverwerking in adaptieve antenne-arrays en ik blijf dit doen in mijn huidige werk. Hier wil ik graag de kennis en tips delen die ik heb opgedaan. Ik hoop dat dit nuttig zal zijn voor mensen die beginnen met het bestuderen van dit gebied van signaalverwerking of gewoon interesse hebben.
Wat is een adaptieve antenne-array?
is een verzameling van antenne-elementen die op een bepaalde manier in de ruimte zijn geplaatst. Vereenvoudigd kan de structuur van de adaptieve antenne-array die we zullen beschouwen als volgt worden weergegeven:
Adaptieve antenne-arrays worden vaak "slimme" antennes genoemd (). Wat een antenne-array "slim" maakt, is de blok voor ruimtelijke signaalverwerking en de algoritmes die daarin zijn geïmplementeerd. Deze algoritmes analyseren het ontvangen signaal en vormen een set van gewichten $inline$w_1…w_N$inline$, die de amplitude en de beginfase van het signaal voor elk van de elementen bepalen. De opgegeven amplitude-faseverdeling bepaalt van de gehele array. De mogelijkheid om een richtdiagram van de gewenste vorm te synthetiseren en deze tijdens de signaalverwerking te veranderen, is een van de belangrijkste kenmerken van adaptieve antenne-arrays, waarmee een breed kan worden opgelost. Maar laten we bij het begin beginnen.
Hoe wordt het richtdiagram gevormd?
kenmerkt het vermogen van het signaal dat in een bepaalde richting wordt uitgezonden. Om het eenvoudig te houden, laten we de elementen van de array isotropisch veronderstellen, dat wil zeggen dat voor elk van hen het uitgezonden vermogen niet afhankelijk is van de richting. Versterking of verzwakking van het vermogen dat door de array in een bepaalde richting wordt uitgezonden, ontstaat door van elektromagnetische golven (EMG) die door verschillende elementen van de antenne-array zijn uitgezonden. Een stabiel interferentiepatroon voor EMG is alleen mogelijk onder de voorwaarde van hun , dat wil zeggen dat het faseverschil van de signalen in de tijd niet mag veranderen. In het ideale geval zou elk van de elementen van de antenne-array een op dezelfde draagfrequentie $inline$f_{0}$inline$. Echter, in de praktijk moet men werken met smalbandige signalen die een eindige spectrumbreedte hebben $inline$Delta f << f_{0}$inline$.
Laten we aannemen dat alle elementen van de antenne hetzelfde signaal uitzenden met $inline$x_n(t)=u(t)$inline$. Dan kan de ontvangen signaal van het n-de element op de worden gepresenteerd in vorm:
$$display$$a_n(t) = u(t-tau_n)e^{i2pi f_0(t-tau_n)}$$display$$
waarbij $inline$tau_n$inline$ de vertraging in de signaalverspreiding van het antenne-element naar het ontvangstpunt is.
Dit signaal is «quasi-harmonisch», en om aan de coherentie-eis te voldoen, moet de maximale vertraging in de verspreiding van EMV tussen twee elementen veel kleiner zijn dan de karakteristieke tijdsverandering van de omhulsel van het signaal $inline$T$inline$, dat wil zeggen $inline$u(t-tau_n) ≈ u(t-tau_m)$inline$. Dus kan de voorwaarde voor de coherentie van het smalbandige signaal als volgt worden opgeschreven:
$$display$$T≈frac{1}{Delta f}>>frac{D_{max}}{c}=max(tau_k-tau_m)$$display$$
waarbij $inline$D_{max}$inline$ de maximale afstand tussen de antenne-elementen is en $inline$c$inline$ de lichtsnelheid.
Bij het ontvangen van het signaal gebeurt de coherente summatie in digitale vorm in de ruimtelijke verwerkingsmodule. In dit geval wordt de complexe waarde van het digitale signaal aan de uitgang van deze module gegeven door de uitdrukking:
$$display$$y=sum_{n=1}^Nw_n^*x_n$$display$$
De laatste uitdrukking is handiger om weer te geven in de vorm van van N-dimensionale complexe vectoren in matrixvorm:
$$display$$y=(textbf{w},textbf{x})=textbf{w}^Htextbf{x}$$display$$
waar w en x — kolomvectoren, en $inline$(.)^H$inline$ is de operatie van .
De vectorrepresentatie van signalen is een van de basisprincipes bij het werken met antennerasters, aangezien het vaak helpt om zware wiskundige afleidingen te vermijden. Bovendien maakt het identificeren van het ontvangen signaal op een gegeven moment met een vector het vaak mogelijk om zich los te maken van het echte fysieke systeem en te begrijpen wat er gebeurt vanuit een geometrisch perspectief.
Om het stralingspatroon van de antenneraster te berekenen, moet men zich geestelijk en stap voor stap voorstellen om een reeks vanuit alle mogelijke richtingen te "starten". In dit geval kunnen de waarden van de vectorcomponenten x als volgt worden voorgesteld:
$$display$$x_n=s_n=exp{-i(textbf{k}(phi,theta),textbf{r}_n)}$$display$$
waar k – , $inline$phi$inline$ en $inline$theta$inline$ – en , die de richting van de binnenkomst van een vlakke golf kenmerken, $inline$textbf{r}_n$inline$ – coördinaat van het antenne-element, $inline$s_n$inline$ – element van de fasevector str1 != str2 vlakke golf met golfvector k (in Engelstalige literatuur wordt de fasevector de steerage vector genoemd). De afhankelijkheid van het kwadraat van de amplitudewaarde y van $inline$phi$inline$ en $inline$theta$inline$ bepaalt het stralingspatroon van het antennearray bij ontvangst voor een gegeven vector van gewichten w.
Kenmerken van het stralingspatroon van het antennearray
Het is handig om de algemene eigenschappen van het stralingspatroon van antennearrays te onderzoeken op een lineair equidistant antennearray in een horizontaal vlak (d.w.z. het DP hangt alleen af van de azimutale hoek $inline$phi$inline$). Handig vanuit twee perspectieven: analytische afleidingen en visuele vertegenwoordiging.
Laten we het DP berekenen voor de eenheidsgewichtvector ($inline$w_n=1, n = 1 … N$inline$), volgens de beschreven benadering.
De wiskunde hier
Projectie van de golfvector op de verticale as: $inline$k_v=-frac{2pi}{lambda}sinphi$inline$
Verticale coördinaat van het antenne-element met index n: $inline$r_{nv}=(n-1)d$inline$
Hier We verwijderen de huidige partitie om een nieuwe aan te maken voor in totaal 50 GB. – periode van het antennearray (afstand tussen aangrenzende elementen), λ — golflengte. Alle andere elementen van de vector , die de eerste regel van het verzoek, de headers en de gegevens scheidt. zijn gelijk aan nul.
Het signaal dat door het antennearray wordt ontvangen, wordt als volgt genoteerd:
$$display$$y=sum_{n=1}^{N}1 ⋅exp{i2pi nfrac{d}{lambda}sinphi}$$display$$
Toepassing van de formule voor en :
$$display$$y=frac{1-exp{i2pi Nfrac{d}{lambda}sinphi}}{1-exp{i2pi frac{d}{lambda}sinphi}}=frac{sin(pi frac{Nd}{lambda}sinphi)}{sin(pi frac{d}{lambda}sinphi)}exp{ipi frac{d(N-1)}{lambda}sinphi}$$display$$
Uiteindelijk krijgen we:
$$display$$F(phi)=|y|^2=frac{sin^2(pi frac{Nd}{lambda}sinphi)}{sin^2(pi frac{d}{lambda}sinphi)} $$display$$
Periodiciteit van het stralingspatroon
Het verkregen stralingspatroon van het antennearray is een periodieke functie van de sinus van de hoek. Dit betekent dat voor bepaalde waarden van de verhouding d/λ het diffractie (extra) maxima heeft.
Niet-genormaliseerd stralingspatroon van het antennearray voor N = 5
Genormaliseerd stralingspatroon van het antennearray voor N = 5 in het polaire coördinatensysteem
De positie van de 'diffractors' kan rechtstreeks uit de voor het stralingspatroon. We zullen echter proberen te begrijpen waar ze fysiek en geometrisch vandaan komen (in een N-dimensionale ruimte).
Elementen vectoren str1 != str2 zijn complexe exponenten $inline$e^{iPsi n}$inline$, waarvan de waarden worden bepaald door de grootte van de gegeneraliseerde hoek $inline$Psi = 2pi frac{d}{lambda}sinphi$inline$. Als er twee gegeneraliseerde hoeken bestaan die overeenkomen met verschillende richtingen van een vlakke golfaanval, waarvoor $inline$Psi_1 = Psi_2 + 2pi m$inline$ geldt, betekent dit twee dingen:
- Fysiek: vlakke golffronten die uit deze richtingen komen, induceren identieke amplitude-fase-verdelingen van elektromagnetische oscillaties op de elementen van het antennearray.
- Geometrisch: voor deze twee richtingen komen overeen.
Richtingen van golfaanval die op deze manier gerelateerd zijn, zijn vanuit het perspectief van het antennearray equivalent en zijn niet van elkaar te onderscheiden.
Hoe kan de hoekenrange worden bepaald waarin altijd slechts één hoofmaximum van het stralingspatroon ligt? We doen dit in de buurt van het nulazimut vanuit de volgende overwegingen: de faseverschuiving tussen twee aangrenzende elementen moet liggen in het interval van $inline$-pi$inline$ tot $inline$pi$inline$.
$$display$$-pi<2pifrac{d}{lambda}sinphi<pi$$display$$
Door deze ongelijkheid op te lossen, krijgen we de voorwaarde voor de eenduidigheidszone in de buurt van nul:
$$display$$|sinphi|<frac{lambda}{2d}$$display$$
Het is duidelijk dat de grootte van de eenduidigheidszone met betrekking tot de hoek afhankelijk is van de verhouding d/λ. Als We verwijderen de huidige partitie om een nieuwe aan te maken voor in totaal 50 GB. = 0.5λ, zodat elke richting van de signaalaanval 'individueel' is en de eenduidigheidszone het volledige bereik van hoeken omvat. Als We verwijderen de huidige partitie om een nieuwe aan te maken voor in totaal 50 GB. = 2.0λ, dan zijn de richtingen 0, ±30, ±90 – equivalent. Op de richtingsdiagram verschijnen diffractie lobben.
Gewoonlijk streven we ernaar om diffractie lobben te onderdrukken met behulp van gerichte antenne-elementen. In dit geval is het volledige richtingsdiagram van het antennearray het product van het stralingspatroon van één element en het richtingspatroon van isotrope elementen. De parameters van het stralingspatroon van één element worden doorgaans gekozen op basis van de voorwaarden voor de eenduidigheidszone van het antennearray.
De breedte van de hoofdlob
De ingenieurformule voor het inschatten van de breedte van de hoofdhelm van een antennesysteem is: $inline$Delta phi ≈ frac{lambda}{D}$inline$, waarbij D de karakteristieke grootte van de antenne is. De formule wordt gebruikt voor verschillende soorten antennes, inclusief spiegelantennes. We zullen aantonen dat deze ook geldt voor antennenroosters.
We bepalen de breedte van de hoofdhelm door de eerste nullen van de richtdiagram (DN) in de buurt van de hoofdmaximum. van $inline$F(phi)$inline$ wordt nul bij $inline$sinphi=mfrac{lambda}{dN}$inline$. De eerste nullen corresponderen met m = ±1. $inline$frac{lambda}{dN}<<1$inline$ krijgen we $inline$Delta phi = 2frac{lambda}{dN}$inline$.
Meestal wordt de breedte van de richtingsgevoeligheid (AR) gedefinieerd door het half vermogen niveau (-3 dB). In dit geval wordt de volgende uitdrukking gebruikt:
$$display$$Delta phi≈0.88frac{lambda}{dN}$$display$$
Voorbeeld
De breedte van de hoofdhelm kan worden beheerd door verschillende waarden voor de amplitudes van de gewichten van het antenneraster in te stellen. Laten we drie verdelingen overwegen:
- Een uniforme amplitudeverdeling (gewichten 1): $inline$w_n=1$inline$.
- Afname van de amplitudewaarden aan de randen van het raster (gewichten 2): $inline$w_n=0.5+0.3cos(2pifrac{n-1}{N}-pifrac{N-1}{N})$inline$
- Toename van de amplitudewaarden aan de randen van het raster (gewichten 3): $inline$w_n=0.5-0.3cos(2pifrac{n-1}{N}-pifrac{N-1}{N})$inline$
In de afbeelding zijn de verkregen genormaliseerde richtdiagrammen in logaritmische schaal weergegeven:
Uit de afbeelding kan men de volgende trends afleiden: een afname van de amplitudeverdelingen aan de randen van het raster leidt tot een verbreding van de hoofdhelm van de DN, maar tot een vermindering van het niveau van de zijhelmen. Daarentegen leiden toegenomen amplitudewaarden aan de randen van de antenne naar een versmalling van de hoofdhelm en een verhoging van de zijgeluiden. Hier is het handig om de grensgevallen te overwegen:
- De amplitudes van de gewichten van alle elementen, behalve de uitersten, zijn gelijk aan nul. De gewichten voor de uiterste elementen zijn gelijk aan één. In dit geval wordt het raster equivalent aan een twee-elementige AR met een periode D = (N-1)d. Het is niet moeilijk om met de bovenstaande formule de breedte van de hoofdhelm in te schatten. In dit geval worden de zijgeluiden diffractie maxima en worden ze op niveau gelijkgetrokken met de hoofdmaximum.
- Het gewicht van het centrale element is gelijk aan één, en van alle andere - nul. In dit geval hebben we in feite één antenne met een isotrope richtdiagram gekregen.
De richting van de hoofdmaximum
Nu hebben we gekeken naar hoe we de breedte van de hoofdstraal van de DNB kunnen aanpassen. Laten we nu bekijken hoe we de richting kunnen beïnvloeden. Laten we ons herinneren voor het ontvangen signaal. Stel dat we willen dat de maximale stralingsdiagram recht in een bepaalde richting kijkt $inline$phi_0$inline$. Dit betekent dat de maximale vermogenssterkte vanuit deze richting ontvangen moet worden. Bij deze richting hoort de faservector $inline$textbf{s}(phi_0)$inline$ in N-dimensionale vectorruimte, en het ontvangen vermogen wordt gedefinieerd als het kwadraat van het scalair product van deze faservector met de vector gewichten. wHet scalair product van twee vectoren is maximaal wanneer ze d.w.z. $inline$textbf{w}=beta textbf{s}(phi_0)$inline$, waar β een bepaalde normaliserende factor is. Dus, als we de gewichtvector gelijk maken aan de faservector voor de vereiste richting, draaien we de maximale stralingsdiagram.
Laten we bijvoorbeeld de volgende gewichten overwegen: $inline$textbf{w}=textbf{s}(10°)$inline$
$$display$$w_n=exp{i2pifrac{d}{lambda}(n-1)sin(10pi/180)}$$display$$
Uiteindelijk krijgen we een stralingsdiagram met de belangrijkste piek in de richting van 10°.
Laten we nu dezelfde gewichten toepassen, maar niet voor het ontvangen van signalen, maar voor verzending. Hier moeten we rekening houden met het feit dat bij verzending de richting van de golffrontvector omkeert. Dit betekent dat de elementen voor ontvangst en verzending verschillen in teken in de exponent, d.w.z. ze zijn met complexe conjugatie verbonden. Uiteindelijk krijgen we de maximale stralingsdiagram voor verzending in de richting van -10°, wat niet overeenkomt met de maximale DNB voor ontvangst met dezelfde gewichtcoefficiënten. Om de situatie te corrigeren, moeten we ook de complexe conjugatie toepassen op de gewichtcoefficiënten.
De beschreven eigenschap van het vormen van de DNB voor ontvangst en verzending moet altijd worden onthouden tijdens het werken met antenne-arrays.
Laten we experimenteren met de stralingsdiagram
Meerdere maxima
Laten we de taak stellen om twee hoofdmaxima van de stralingsdiagram te vormen in de richtingen: -5° en 10°. Hiervoor kiezen we als gewichtvector de gewogen som van de faservectors voor de bijbehorende richtingen.
$$display$$textbf{w} = betatextbf{s}(10°)+(1-beta)textbf{s}(-5°)$$display$$
Door de coëfficiënt aan te passen β kan de verhouding tussen de hoofdlobben worden geregeld. Hier is het opnieuw handig om te kijken naar wat er gebeurt in de vectorruimte. Als β meer dan 0,5 is, ligt de gewichtsvector dichter bij str1 != str2(10°), anders dichter bij str1 != str2(-5°). Hoe dichter de gewichtsvector bij een van de fasoren ligt, hoe groter het bijbehorende scalaire product, en dus ook de grootte van het bijbehorende maximum van de richtingsdiagram.
Het is echter belangrijk om in gedachten te houden dat beide hoofdlobben een beperkte breedte hebben, en als we ons willen afstemmen op twee nabije richtingen, zullen deze lobben in één samensmelten, gericht op een gemiddelde richting.
Eén maximum en nul
Laten we nu proberen het maximum van de richtingsdiagram af te stemmen op de richting $inline$phi_1=10°$inline$ en tegelijkertijd het signaal dat afkomstig is uit de richting $inline$phi_2=-5°$inline$ te onderdrukken. Hiervoor is het nodig om de richtingsdiagram op nul te stellen voor de overeenkomstige hoek. Dit kan als volgt worden gedaan:
$$display$$textbf{w}=textbf{s}_1-frac{textbf{s}_2^Htextbf{s}_1}{N}textbf{s}_2$$display$$
waarbij $inline$textbf{s}_1 = textbf{s}(10°)$inline$, en $inline$textbf{s}_2 = textbf{s}(-5°)$inline$.
De geometrische betekenis van de keuze van de gewicht vector is de volgende. We willen dat deze vector w de maximale projectie heeft op $inline$textbf{s}_1$inline$ en tegelijkertijd orthogonaal is aan de vector $inline$textbf{s}_2$inline$. De vector $inline$textbf{s}_1$inline$ kan worden voorgesteld als de som van twee onderdelen: een vector collineair aan $inline$textbf{s}_2$inline$ en een orthogonale vector aan $inline$textbf{s}_2$inline$. Om aan de taak te voldoen, is het noodzakelijk om de tweede component als gewichtcoëfficiënt vector te kiezen w. De collineaire component kan worden berekend door de vector $inline$textbf{s}_1$inline$ op de genormaliseerde vector $inline$frac{textbf{s}_2}{sqrt{N}}$inline$ te projecteren met behulp van het scalaire product.
$$display$$textbf{s}_{1||}=frac{textbf{s}_2}{sqrt{N}}frac{textbf{s}_2^Htextbf{s}_1}{sqrt{N}}$$display$$
Bij het aftrekken van de collineaire component van de oorspronkelijke fasor vector $inline$textbf{s}_1$inline$, krijgen we de gewenste gewichtsvector.
Enkele aanvullende opmerkingen
- Boven heb ik de vraag over de normalisering van de gewichtsvector, dat wil zeggen zijn lengte, weggelaten. Dus, de normalisering van de gewichtsvector heeft geen invloed op de kenmerken van de stralingsdiagram van de antennearray: de richting van het hoofdmaximum, de breedte van de hoofdlob, enzovoort. Het kan ook worden aangetoond dat deze normalisering ook geen invloed heeft op deOSSH aan de uitgang van het ruimteverwerkingsblok. Daarom neem ik bij het overwegen van de algoritmen voor ruimtelijke signaalverwerking meestal een eenheidsnormalisatie van de gewichtsvector aan, dat wil zeggen $inline$textbf{w}^Htextbf{w}=1$inline$
- De mogelijkheden voor het vormen van de stralingsdiagram van de antennearray worden bepaald door het aantal elementen N. Hoe meer elementen, hoe breder de mogelijkheden. Hoe meer vrijheidsgraden bij de uitvoering van de ruimtelijke gewichtverwerking, hoe meer manieren om de gewichtsvector in N-dimensionale ruimte te 'draaien'.
- Bij de ontvangst bestaat de stralingsdiagram van de antennearray fysiek niet, en dit bestaat alleen in de 'verbeelding' van het rekenblok dat het signaal verwerkt. Dit betekent dat op elk moment meerdere stralingsdiagrammen kunnen worden gesynthetiseerd en onafhankelijk signalen uit verschillende richtingen kunnen worden verwerkt. In het geval van verzending is het iets complexer, maar er bestaat ook de mogelijkheid om meerdere stralingsdiagrammen te synthetiseren voor het verzenden van verschillende gegevensstromen. Deze technologie is in communicatiesystemen bekend als .
- Met de gepresenteerde matlab-code kun je zelf experimenteren met stralingsdiagrammen.
Code% instellingen antennearray N = 10; % aantal elementen d = 0.5; % periode van de antennearray wLength = 1; % golflengte mode = 'ontvanger'; % ontvanger of zender % gewichten van de antennearray w = ones(N,1); % w = 0.5 + 0.3*cos(2*pi*((0:N-1)-0.5*(N-1))\/N).'; % w = 0.5 - 0.3*cos(2*pi*((0:N-1)-0.5*(N-1))\/N).'; % w = exp(2i*pi*d\/wLength*sin(10\/180*pi)*(0:N-1)).'; % b = 0.5; w = b*exp(2i*pi*d\/wLength*sin(+10\/180*pi)*(0:N-1)).' + (1-b)*exp(2i*pi*d\/wLength*sin(-5\/180*pi)*(0:N-1)).'; % b = 0.5; w = b*exp(2i*pi*d\/wLength*sin(+3\/180*pi)*(0:N-1)).' + (1-b)*exp(2i*pi*d\/wLength*sin(-3\/180*pi)*(0:N-1)).'; % s1 = exp(2i*pi*d\/wLength*sin(10\/180*pi)*(0:N-1)).'; % s2 = exp(2i*pi*d\/wLength*sin(-5\/180*pi)*(0:N-1)).'; % w = s1 - (1\/N)*s2*s2'*s1; % w = s1; % normaliseer gewichten w = w\/sqrt(sum(abs(w).^2)); % set van hoeken om patroon te berekenen angGrid_deg = (-90:0.5:90); % converteer graden naar radialen angGrid = angGrid_deg * pi \/ 180; % bereken set van stuurvectoren voor hoekrooster switch (mode) case 'ontvanger' s = exp(2i*pi*d\/wLength*bsxfun(@times,(0:N-1)',sin(angGrid))); case 'zender' s = exp(-2i*pi*d\/wLength*bsxfun(@times,(0:N-1)',sin(angGrid))); end % bereken patroon y = (abs(w'*s)).^2; % lineair bereik plot(angGrid_deg,y\/max(y)); grid on; xlim([-90 90]); % logaritmisch bereik % plot(angGrid_deg,10*log10(y\/max(y))); % grid on; % xlim([-90 90]);
Welke taken kunnen worden opgelost met behulp van adaptieve antenneraster?
Optimale ontvangst van een onbekend signaalAls de richting van het binnenkomende signaal onbekend is (en als de communicatielijn multi-pad is, zijn er in totaal meerdere richtingen), kan door het analyseren van het signaal dat door de antenneraster wordt ontvangen, een optimale gewichtsvector worden samengesteld w waardoor de OSH aan de uitgang van de ruimtelijke verwerking maximaal is.
Optimale ontvangst van een signaal op de achtergrond van ruisHier wordt de taak als volgt geformuleerd: de ruimtelijke parameters van het verwachte nuttige signaal zijn bekend, maar in de externe omgeving zijn er storingsbronnen. Het is noodzakelijk om de OSHP aan de uitgang van de AR te maximaliseren en tegelijkertijd de invloed van ruis op de signaalontvangst te minimaliseren.
Optimale signaaloverdracht naar de gebruikerDeze taak wordt opgelost in mobiele communicatiesystemen (4G, 5G) en ook in Wi-Fi. Het idee is eenvoudig: met behulp van speciale pilootsignalen in het retourkanaal van de gebruiker worden de ruimtelijke kenmerken van het communic kanaal beoordeeld, en op basis daarvan wordt de optimale gewichtsvector voor de transmissie gekozen.
Ruimtelijke multiplexing van datastromenAdaptieve antennerasters stellen in staat om gegevens tegelijkertijd aan meerdere gebruikers op dezelfde frequentie te verzenden, door voor elk een individuele stralingsdiagram te vormen. Deze technologie heet MU-MIMO en wordt momenteel actief geïmplementeerd (en op sommige plaatsen al) in communicatiesystemen. De mogelijkheid voor ruimtelijke multiplexing is bijvoorbeeld voorzien in de mobiele communicatiestandaard 4G LTE, Wi-Fi standaard IEEE802.11ay, en in de 5G mobiele communicatiestandaarden.
Virtuele antennearrays voor radarsDigitale antennerasters stellen in staat om met behulp van enkele zendanten een virtueel antenneraster van aanzienlijk grotere afmetingen voor signaalverwerking te vormen. Het virtuele raster heeft alle kenmerken van een echt raster, maar vereist minder hardwarekosten voor de implementatie.
Beoordeling van parameters van radiobronnenAdaptieve antennerasters maken het mogelijk om de taak van het beoordelen van het aantal, vermogen, radiobronnen, een statistische relatie tussen signalen van verschillende bronnen op te stellen. De belangrijkste eigenschap van adaptieve antenne-arrays in dit opzicht is het vermogen tot super-resolutie van dichtbije stralingsbronnen. De bronnen waarvan de hoeken kleiner zijn dan de breedte van de hoofdlob van de richtingsdiagram van de antenne-array (). Dit wordt voornamelijk mogelijk gemaakt door de vectoriële weergave van het signaal, een bekend signaalmodel en de middelen van de lineaire wiskunde.
Dank u voor uw aandacht
Bron: habr.com
