Mirë se erdhët.
Gjatë disa viteve të fundit kam kushtuar kohë në hulumtimin dhe krijimin e algoritmeve të ndryshme për përpunimin hapësinor të sinjaleve në bashkësitë adaptuese të antenave, dhe vazhdoj ta bëj këtë në kuadër të punës sime aktuale. Këtu doja të ndaja njohuritë dhe trukët që kam zbuluar. Shpresoj se do të jetë e dobishme për ata që po fillojnë të studiojnë këtë fushë të përpunimit të sinjaleve ose thjesht janë të interesuar.
ĂfarĂ« Ă«shtĂ« njĂ« bashkĂ«si adaptuese e antenave?
është një grup elementesh antenash, të vendosura në një mënyrë të caktuar në hapësirë. Në mënyrë të thjeshtë, struktura e bashkësisë adaptuese të antenave, që do të shqyrtojmë, mund të përfaqësohet si më poshtë:
BashkĂ«sitĂ« adaptuese tĂ« antenave shpesh quhen antena 'inteligjente' (). NjĂ« antenĂ« e mençur pĂ«rbĂ«het nga njĂ« blok i pĂ«rpunimit hapĂ«sinor tĂ« sinjaleve dhe algoritmet e realizuara nĂ« tĂ«. KĂ«to algoritme analizojnĂ« sinjalin e pranuar dhe formojnĂ« njĂ« set pesha $inline$w_1âŠw_N$inline$, tĂ« cilat pĂ«rcaktojnĂ« amplitudĂ«n dhe fazĂ«n fillestare tĂ« sinjalit pĂ«r secilin nga elementĂ«t. NjĂ« shpĂ«rndarje e caktuar amplitudo-fazore pĂ«rcakton tĂ« gjithĂ« grumbullit nĂ« pĂ«rgjithĂ«si. MundĂ«sia pĂ«r tĂ« sintetizuar nĂ« diagramĂ«n e drejtimit forma tĂ« nevojshme dhe pĂ«r ta ndryshuar atĂ« gjatĂ« procesit tĂ« pĂ«rpunimit tĂ« sinjalit â Ă«shtĂ« njĂ« nga tiparet kryesore tĂ« grumbujve tĂ« antenave adaptivĂ«, duke lejuar zgjidhjen e njĂ« gamĂ« tĂ« gjerĂ« . Por pĂ«r çdo gjĂ« nĂ« radhĂ«.
Si formohet diagrami i drejtimit?
karakterizon fuqinë e sinjalit, që emitohet në një drejtim të caktuar. Për thjeshtësi, le të supozojmë se elementët e grumbullit janë izotropikë, domethënë fuqia e sinjalit të emetuar për secilin prej tyre nuk varet nga drejtimi. Forcimi ose dobësimi i fuqisë, që emetohet nga grumbulet në një drejtim të caktuar, arrihet përmes EMV, emituar nga elemente të ndryshme të grilës së antenës. Një model i qëndrueshëm ndërhyrjeje për EMV është i mundur vetëm në rast se janë , dmth. diferenca e fazave të sinjaleve nuk duhet të ndryshojë me kalimin e kohës. Në rastin ideal, secili nga elementet e grilës së antenës duhet të emitojë në të njëjtën frekuencë mbajtëse $inline$f_{0}$inline$. Megjithatë, në praktikë, duhet të punojmë me sinjale me gjerësi ngushticë që kanë një spekter të kufizuar $inline$Delta f << f_{0}$inline$.
Le të supozojmë se të gjitha elementet e AR emitojnë të njëjtin sinjal me $inline$x_n(t)=u(t)$inline$. Atëherë në largë, sinjali i pranuar nga elementi n mund të paraqitet në $$display$$a_n(t) = u(t-tau_n)e^{i2pi f_0(t-tau_n)}$$display$$
ku $inline$tau_n$inline$ është vonesa në përhapjen e sinjalit nga elementi i antenës në pikën e pranimit.
Ky sinjal është
"kĐČĐ°Đ·iharmoniku" «kva zigarmonike», dhe pĂ«r tĂ« pĂ«rmbushur kushtin e koherencĂ«s, Ă«shtĂ« e nevojshme qĂ« maksimalja e vonesĂ«s nĂ« shpĂ«rndarjen e EMV mes dy elementeve tĂ« jetĂ« shumĂ« mĂ« e vogĂ«l se koha karakteristike e ndryshimit tĂ« envelopĂ«s sĂ« sinjalit $inline$T$inline$, pra $inline$u(t-tau_n) â u(t-tau_m)$inline$. KĂ«shtu, kushti pĂ«r koherencĂ«n e sinjalit ngushtĂ«sisht bandĂ« mund tĂ« shprehet si vijon:
$$display$$Tâfrac{1}{Delta f}>>frac{D_{max}}{c}=max(tau_k-tau_m) $$display$$
ku $inline$D_{max}$inline$ është distanca maksimale mes elementeve të AR, dhe $inline$c$inline$ është shpejtësia e dritës.
Për marrjen e sinjalit, akumulimi koherente ekzekutohet në mënyrë numerike në bllokun e përpunimit hapësinor. Në këtë rast, vlera komplekse e sinjalit dixhital në daljen e këtij blloku caktohet nga shprehja:
$$display$$y=sum_{n=1}^Nw_n^*x_n$$display$$
Shprehja e fundit është më e lehtë të paraqitet në formën të vektorëve kompleksë N-dimensional në formën matricore:
$$display$$y=(textbf{w},textbf{x})=textbf{w}^Htextbf{x}$$display$$
ku w dhe x â vektorĂ«-kolona, dhe $inline$(.)^H$inline$ Ă«shtĂ« operacioni .
Përfaqësimi vektorik i sinjaleve është një nga bazat kur punoni me grila antenash, pasi shpesh lejon të shmangen llogaritjet matematikore të ngatërruara. Gjithashtu, identifikimi i sinjalit të pranuar në një moment të caktuar me një vektor shpesh lejon që të abstenohet nga sistemi fizik real dhe të kuptohet se çfarë ndodh nga këndvështrimi gjeometrik.
Për të llogaritur diagramin e drejtimit të grilës së antenës, është e nevojshme të "nisi" mendërisht dhe me radhë një grup nga të gjitha drejtimet e mundshme. Në këtë rast, vlerat e elementëve në vektor x mund të paraqiten në formën e mëposhtme:
$$display$$x_n=s_n=exp{-i(textbf{k}(phi,theta),textbf{r}_n)}$$display$$
ku k â , $inline$phi$inline$ dhe $inline$theta$inline$ â dhe , qĂ« karakterizojnĂ« drejtimin e ardhjes sĂ« valĂ«s sĂ« sheshtĂ«, $inline$textbf{r}_n$inline$ â koordinata e elementit tĂ« antenĂ«s, $inline$s_n$inline$ â elementi i vektorit tĂ« fazĂ«s s tĂ« valĂ«s sĂ« sheshtĂ« me vektor valĂ«sh k (nĂ« literaturĂ«n anglisht folĂ«se, vektori i fazĂ«s quhet vektori i udhĂ«heqjes). VarĂ«sia e katrorit tĂ« amplitudĂ«s sĂ« madhĂ«sisĂ« y nga $inline$phi$inline$ dhe $inline$theta$inline$ pĂ«rcakton diagramin e drejtueshmĂ«risĂ« sĂ« rrjetit tĂ« antenave nĂ« marrje pĂ«r njĂ« vektor tĂ« caktuar tĂ« pesheve w.
Karakteristikat e diagramit të drejtueshmërisë së rrjetit të antenave
TĂ« eksplorosh pronat e pĂ«rgjithshme tĂ« diagramit tĂ« drejtueshmĂ«risĂ« sĂ« rrjeteve tĂ« antenave Ă«shtĂ« e pĂ«rshtatshme nĂ« njĂ« rrjet antenash linear ekuidistant nĂ« nivelin horizontal (dmth, DNj varet vetĂ«m nga kĂ«ndi azimutal $inline$phi$inline$). ĂshtĂ« e pĂ«rshtatshme nga dy kĂ«ndvĂ«shtrime: pĂ«rllogaritjet analitike dhe paraqitjen vizuale.
Do të llogarisim DNj për një vektor të njësisë së pesheve ($inline$w_n=1, n = 1 ⊠N$inline$), duke ndjekur qasjen e përshkruar metoda.
Matematika këtu
Projekcioni i vektorit të valëve në boshtin vertikal: $inline$k_v=-frac{2pi}{lambda}sinphi$inline$
Koordinata vertikale e elementit të antenës me indeks n: $inline$r_{nv}=(n-1)d$inline$
KĂ«tu d â periudha e rrjetit tĂ« antenave (distanca mes elementeve tĂ« afĂ«rt), λ â gjatĂ«si vale. TĂ« gjithĂ« elementĂ«t e tjerĂ« tĂ« vektorit r janĂ« tĂ« barabartĂ« me zero.
Sinjali i pranuar nga rrjeti i antenave regjistrohet në formën e mëposhtme:
$$display$$y=sum_{n=1}^{N}1 â exp{i2pi nfrac{d}{lambda}sinphi}$$display$$
Do të aplikohet formula për dhe :
$$display$$y=frac{1-exp{i2pi Nfrac{d}{lambda}sinphi}}{1-exp{i2pi frac{d}{lambda}sinphi}}=frac{sin(pi frac{Nd}{lambda}sinphi)}{sin(pi frac{d}{lambda}sinphi)}exp{ipi frac{d(N-1)}{lambda}sinphi}$$display$$
Kështu do të marrim:
$$display$$F(phi)=|y|^2=frac{sin^2(pi frac{Nd}{lambda}sinphi)}{sin^2(pi frac{d}{lambda}sinphi)} $$display$$
Periudha e diagramës së drejtimit
Diagrami i mbledhjes së antenës e fituar është një funksion periodic i sinusit të këndit. Kjo do të thotë se në disa vlera të raportit d/λ ajo ka maksimume difrakcionale (shtesë).
Diagrami i pa normalizuar i drejtimit të mbledhjes së antenës për N = 5
Diagrami i normalizuar i drejtimit të mbledhjes së antenës për N = 5 në sistemin koordinativ polar
Pozita e "difrakcionistëve" mund të shikohet direkt nga për DN. Megjithatë, do të përpiqemi të kuptojmë se si ata lindin fizikisht dhe gjeometrikisht (në hapësirën N-dimensionale).
Elementët fazor s përfaqësojnë eksponencat komplekse $inline$e^{iPsi n}$inline$, vlerat e të cilave përcaktohen nga madhësia e këndit të përgjithshëm $inline$Psi = 2pi frac{d}{lambda}sinphi$inline$. Nëse ekzistojnë dy kënde të përgjithshëm, që korrespondon me drejtime të ndryshme të ardhjes së valës së sheshtë, për të cilat vlejnë $inline$Psi_1 = Psi_2 + 2pi m$inline$, atëherë kjo do të thotë dy gjëra:
- Fizikisht: frontet e valëve të sheshta, që vijnë nga këto drejtime, induktojnë në elementet e rrjetës antëne shpërndarje identike amplitudo-fazore të lëvizjeve elektromagnetike.
- Gjeometrikisht: për këto dy drejtime përputhen.
Drejtimet që lidhen në këtë mënyrë të ardhjes së valës janë ekuivalente në pikëpamje të rrjetës antëne dhe nuk dallohen nga njëra-tjetra.
Si ta përcaktojmë zonën e këndit, në të cilën gjithmonë ndodhet vetëm një maksimum kryesor i DNH? Ta bëjmë këtë në rrethinat e azimutit zero nga këto arsyetime: madhësia e fazës së goditjes mes dy elementeve fqinje duhet të jetë në intervalin nga $inline$-pi$inline$ deri në $inline$pi$inline$.
$$display$$-pi<2pifrac{d}{lambda}sinphi<pi$$display$$
Duke këtë pabarazi, marrim kushtin për zonën e unikeve në afërsi të zeros:
$$display$$|sinphi|<frac{lambda}{2d}$$display$$
ĂshtĂ« e dukshme se madhĂ«sia e zonĂ«s sĂ« unikeve nĂ« kĂ«nd varet nga raporti d/λ. NĂ«se d = 0.5λ, atĂ«herĂ« çdo drejtim i ardhjes sĂ« sinjalit Ă«shtĂ« "individual", dhe zona e unikeve mbulon tĂ« gjithĂ« gamĂ«n e kĂ«ndit. NĂ«se pĂ«rndryshe d = 2.0λ, atĂ«herĂ« drejtimet 0, ±30, ±90 â janĂ« ekuivalente. NĂ« diagramin e drejtimit shfaqen petale difraktive.
Në përgjithësi, petalet difraktive janë të prirura të reduktohen me ndihmën e elementeve të antenna të orientuar. Në këtë rast, diagrami i plotë i drejtimit të rrjetës së antenave është produkti i DNj të një elementi dhe rrjetës së elementeve izotropike. Parametrat e DNj të një elementi zakonisht përzgjidhen sipas kushteve për zonën e unikeve të rrjetës së antenave.
Gjerësia e petalit kryesor
formula inxhinierike pĂ«r vlerĂ«simin e gjerĂ«sisĂ« sĂ« petalit kryesor tĂ« sistemit tĂ« antenĂ«s: $inline$Delta phi â frac{lambda}{D}$inline$, ku D Ă«shtĂ« madhĂ«sia karakteristike e antenĂ«s. Formula pĂ«rdoret pĂ«r lloje tĂ« ndryshme antenash, pĂ«rfshirĂ« ato me pasqyrĂ«. TĂ« tregojmĂ« se ajo Ă«shtĂ« e saktĂ« edhe pĂ«r rrjetat e antenave.
Do të përcaktojmë gjerësinë e petës kryesore me zerot e para DN në rrethinat e maksimumit kryesor. Numeratori për $inline$F(phi)$inline$ bëhet zero kur $inline$sinphi=mfrac{lambda}{dN}$inline$. Zerot e para përkasin m = ±1. $inline$frac{lambda}{dN}<<1$inline$ marrim $inline$Delta phi = 2frac{lambda}{dN}$inline$.
Zakonisht, gjerësinë e DN të drejtimit AR e përcaktojnë sipas nivelit të energjisë gjysmëfuqie (-3 dB). Në këtë rast, përdorin shprehjen:
$$display$$Delta phiâ0.88frac{lambda}{dN}$$display$$
Shembuj
Gjerësinë e petës kryesore mund ta menaxhojmë duke caktuar vlera të ndryshme amplitude për koeficientët peshoj të rrjetit të antenës. Le të shqyrtojmë tre shpërndarje:
- Shpërndarje uniforme e amplitudës (weights 1): $inline$w_n=1$inline$.
- Vlerat e amplitudës që bien në skajet e rrjetit (weights 2): $inline$w_n=0.5+0.3cos(2pifrac{n-1}{N}-pifrac{N-1}{N})$inline$
- Vlerat e amplitudës që rriten në skajet e rrjetit (weights 3): $inline$w_n=0.5-0.3cos(2pifrac{n-1}{N}-pifrac{N-1}{N})$inline$
Në figurë janë paraqitur diagramet normalizuar të drejtimit në shkallë logarithmike:
Nga figura mund të ndiqen tendencat e mëposhtme: shpërndarja e amplitudave të koeficientëve të peshës bie në skajet e grilës, duke çuar në zgjerimin e petëllit kryesor të DNT-së, por pakësimin e nivelit të petëllit të anëve. Rritja e amplitudave në skajet e grilës, nga ana tjetër, çon në ngushtimin e petëllit kryesor dhe rritjen e nivelit të atyre anësore. Këtu është e përshtatshme të shqyrtojmë rastet ekstreme:
- Amplitudat e koeficientëve të pesha të të gjithë elementeve, përveç atyre ekstremëve, janë të barabarta me zero. Peshat për elementet ekstreme janë të barabarta me njërinë. Në këtë rast, grila bëhet ekvivalente me një AR me dy elemente me periudhë D = (N-1)d. Nuk është e vështirë të parashikohet gjerësia e petëllit kryesor sipas formulës së paraqitur më lart. Në këtë rast, anësorët do të shndërrohen në maksimume difrakcionale dhe do të rregullohen në nivel me maksimumin kryesor.
- Pesha e elementit qendror është një, ndërsa të gjithë të tjerët janë zero. Në këtë rast, ne kemi marrë në thelb një antenë me diagramë izotropike të drejtimit.
Direksioni i maksimumit kryesor
KĂ«shtu, pamĂ« se si mund tĂ« rregullojmĂ« gjerĂ«sinĂ« e petĂ«llit kryesor tĂ« DNT-sĂ« sĂ« AR. Tani do tĂ« shohim se si tĂ« menaxhojmĂ« drejtimin. Le tĂ« kujtojmĂ« pĂ«r sinjalin e pranuar. Le tĂ« themi qĂ« dĂ«shirojmĂ« qĂ« maksimumi i diagramĂ«s sĂ« drejtimit tĂ« shikohet nĂ« njĂ« drejtim $inline$phi_0$inline$. Kjo do tĂ« thotĂ« se nga kjo drejtim duhet tĂ« pranohet fuqia maksimale. Ky drejtim korrespondon me vektorin fazor $inline$textbf{s}(phi_0)$inline$ nĂ« N-dimensionalin hapĂ«sirĂ« vektoriale, dhe fuqia e pranuar pĂ«rcaktohet si katrori i produktit skalar tĂ« kĂ«tij vektori fazor mbi vektorin e koeficientĂ«ve tĂ« peshojĂ«s w. Produkti skalar i dy vektorĂ«ve Ă«shtĂ« maksimal kur ata , dmth. $inline$textbf{w}=beta textbf{s}(phi_0)$inline$, ku ÎČ Ă«shtĂ« njĂ« faktor normalizues. Pra, nĂ«se zgjedhim vektorin e peshave tĂ« barabartĂ« me atĂ« fazor pĂ«r drejtimin e kĂ«rkuar, atĂ«herĂ« do tĂ« kthejmĂ« maksimumin e diagramĂ«s sĂ« drejtimit.
Le të shqyrtojmë si shembull koeficientët e mëposhtëm të peshave: $inline$textbf{w}=textbf{s}(10°)$inline$
$$display$$w_n=exp{i2pifrac{d}{lambda}(n-1)sin(10pi/180)}$$display$$
Në përfundim, do të marrim një diagram drejtimi me maksimumin kryesor në drejtim të 10°.
Tani, le të përdorim të njëjtat pesha, por jo për pranimin e sinjalit, por për transmetimin. Duhet të merret parasysh se, gjatë transmetimit të sinjalit, drejtimi i vektorit të valëve ndryshon në të kundërt. Kjo do të thotë se elementet për pranimin dhe transmetimin ndryshojnë në shenjën në treguesin e eksponentit, domethënë, lidhja e tyre është e angazhuar komplekse. Si rezultat, do të marrim maksimumin e diagramës së drejtimit në transmetim në drejtimin -10°, e cila nuk korrespondon me maksimumin e diagramës së drejtimit në pranimin me të njëjtat pesha. Për të korrigjuar situatën, është e nevojshme të aplikojmë angazhimin e kompleksit gjithashtu për peshat.
Kjo veçori e formimit të diagramës së drejtimit për pranimin dhe transmetimin duhet gjithmonë të mbahet parasysh gjatë punës me grilat e antenave.
Të luajmë me diagramin e drejtimit
Disa maksimume
Të vendosim një detyrë për të formuar dy maksimumet kryesore të diagramës së drejtimit në drejtimin: -5° dhe 10°. Për këtë, do të zgjedhim si vektor peshe një shumën e peshuar të vektorëve fazor për drejtimet përkatëse.
$$display$$textbf{w} = betatextbf{s}(10°)+(1-beta)textbf{s}(-5°)$$display$$
Duke rregulluar koeficientin ÎČ mund tĂ« rregulloni raportin midis petaleve kryesore. KĂ«tu sĂ«rish Ă«shtĂ« e pĂ«rshtatshme tĂ« shikoni se çfarĂ« po ndodh nĂ« hapĂ«sirĂ«n vektoriale. NĂ«se ÎČ Ă«shtĂ« mĂ« shumĂ« se 0.5, atĂ«herĂ« vektori i koeficientĂ«ve tĂ« peshĂ«s Ă«shtĂ« mĂ« afĂ«r s(10°), pĂ«rndryshe te s(-5°). Sa mĂ« afĂ«r tĂ« jetĂ« vektori i peshĂ«s ndaj njĂ«rit prej fazorĂ«ve, aq mĂ« e madhe Ă«shtĂ« produkti skalar pĂ«rkatĂ«s, dhe pĂ«r rrjedhojĂ« vlera e maksimumit pĂ«rkatĂ«s tĂ« D.N.
Megjithatë, duhet të kemi parasysh se të dy petalet kryesore kanë gjerësi të kufizuar, dhe nëse duam të adaptohemi në dy drejtim të ngjashme, këto petale do të bashkohen në një, të orientuar në një drejtim mesatar.
Një maksimum dhe zero
Tani do të përpiqemi të përshtasim maksimumin e diagramës së drejtimit në drejtimin $inline$phi_1=10°$inline$ dhe njëkohësisht të qetësojmë sinjalin që vjen nga drejtimi $inline$phi_2=-5°$inline$. Për këtë, është e nevojshme të vendosim zero D.N për këndin përkatës. Kjo mund të bëhet në këtë mënyrë:
$$display$$textbf{w}=textbf{s}_1-frac{textbf{s}_2^Htextbf{s}_1}{N}textbf{s}_2$$display$$
ku $inline$textbf{s}_1 = textbf{s}(10°)$inline$ dhe $inline$textbf{s}_2 = textbf{s}(-5°)$inline$.
Kuptimi gjeometrik i zgjedhjes së vektorit të peshoj është si vijon. Ne duam që ky vektor w kishte projeksionin maksimal në $inline$textbf{s}_1$inline$ dhe ishte ortogonal ndaj vektorit $inline$textbf{s}_2$inline$. Vektori $inline$textbf{s}_1$inline$ mund të përfaqësohet si dy përbërës: një vektori kolinear ndaj $inline$textbf{s}_2$inline$ dhe një vektori ortogonal ndaj $inline$textbf{s}_2$inline$. Për të përmbushur kërkesën e detyrës, nevojitet të zgjedhim përbërësin e dytë si vektori i koeficientëve të peshave. w. Për të llogaritur përbërësin kolinear, duhet të proktojmë vektorin $inline$textbf{s}_1$inline$ në vektorin e normalizuar $inline$frac{textbf{s}_2}{sqrt{N}}$inline$ duke përdorur prodhimin skalar.
$$display$$textbf{s}_{1||}=frac{textbf{s}_2}{sqrt{N}}frac{textbf{s}_2^Htextbf{s}_1}{sqrt{N}}$$display$$
Përkatësisht, duke zbritur nga vektori fillestar i fazës $inline$textbf{s}_1$inline$ përbërësin e tij kolinear, do të marrim vektorin e kërkuar të peshave.
Disa vërejtje shtesë
- Në të gjithë atë çfarë kam theksuar, kam shmangur çështjen e normalizimit të vektorit të peshave, dmth. gjatësi e tij. Kështu, normalizimi i vektorit të peshave nuk ndikon në karakteristikat e diagramit të drejtimit të rrjetës së antenës: drejtimi i maksimumit kryesor, gjerësia e petallëve kryesorë etj. Po ashtu, mund të tregohet se ky normalizim nuk ndikon as në OSH në daljen e bllokut të trajtimit hapësinor. Prandaj, duke shqyrtuar algoritmet e trajtimit hapësinor të sinjaleve, zakonisht përdor normalizimin njësi të vektorit të peshave, dmth. $inline$textbf{w}^Htextbf{w}=1$inline$
- Mundësitë për formimin e DNH të rrjetës së antenës përcaktohen nga numri i elementeve N. Sa më shumë elemente, aq më të gjera janë mundësitë. Ka më shumë liri të pavarura gjatë realizimit të trajtimit hapësinor të peshave, më shumë mundësi si të "kthejmë" vektorin e peshave në hapësirën N-dimensionale.
- Kur realizohet marrja e DNN me antenat, ato fizikisht nuk ekzistojnë, dhe gjithçka ekziston vetëm në "imagjinatën" e bllokut kompjuterik që përpunon sinjalin. Kjo do të thotë se në të njëjtën kohë është e mundur të sintetizohen disa DNN dhe të kryhet përpunimi indipendent i sinjaleve që vijnë nga drejtime të ndryshme. Në rastin e transmetimit, gjithçka është paksa më e ndërlikuar, por gjithashtu ekziston mundësia për të sintetizuar disa DNN për transmetimin e rrjedhave të ndryshme të të dhënave. Kjo Teknologji në sistemet e komunikimit quhet .
- Me kodin e paraqitur në matlab, mund të eksperimentoni me DNN-në në mënyrë të pavarur
Kodi% konfigurimi i arrave të antenës N = 10; % numri i elementeve d = 0.5; % periudha e arrave të antenës wLength = 1; % valë. mode = 'marrëse'; % merrësi apo dërguesi % peshat e arrave të antenës w = ones(N,1); % w = 0.5 + 0.3*cos(2*pi*((0:N-1)-0.5*(N-1))/N).'; % w = 0.5 - 0.3*cos(2*pi*((0:N-1)-0.5*(N-1))/N).'; % w = exp(2i*pi*d/wLength*sin(10/180*pi)*(0:N-1)).'; % b = 0.5; w = b*exp(2i*pi*d/wLength*sin(+10/180*pi)*(0:N-1)).' + (1-b)*exp(2i*pi*d/wLength*sin(-5/180*pi)*(0:N-1)).'; % b = 0.5; w = b*exp(2i*pi*d/wLength*sin(+3/180*pi)*(0:N-1)).' + (1-b)*exp(2i*pi*d/wLength*sin(-3/180*pi)*(0:N-1)).'; % s1 = exp(2i*pi*d/wLength*sin(10/180*pi)*(0:N-1)).'; % s2 = exp(2i*pi*d/wLength*sin(-5/180*pi)*(0:N-1)).'; % w = s1 - (1/N)*s2*s2'*s1; % w = s1; % normalizoni peshat w = w./sqrt(sum(abs(w).^2)); % grupi i vlerave të këndit për të llogaritur modelin angGrid_deg = (-90:0.5:90); % konverto shkallën nga gradë në radian angGrid = angGrid_deg * pi / 180; % llogarit grupin e vektorëve të orientimit për grilin e këndit switch (mode) case 'marrëse' s = exp(2i*pi*d/wLength*bsxfun(@times,(0:N-1)',sin(angGrid))); case 'dërgues' s = exp(-2i*pi*d/wLength*bsxfun(@times,(0:N-1)',sin(angGrid))); end % llogarit modelin y = (abs(w'*s)).^2; % shkalla lineare plot(angGrid_deg,y/max(y)); grid on; xlim([-90 90]); % shkalla logarimike % plot(angGrid_deg,10*log10(y/max(y))); % grid on; % xlim([-90 90]);
ĂfarĂ« detyrash mund tĂ« zgjidhen me njĂ« rrjetĂ« antene adaptuese?
Pranimi optimal i një sinjali të panjohurNëse drejtimi i sinjalit të ardhur është i panjohur (dhe nëse kanali i komunikimit është shumëfisht, ka disa drejtime), atëherë duke analizuar sinjalin e pranuar nga rrjeta e antenës, mund të formohet një vektor optimal peshe. w kështu që OSH në daljen e bllokut të përpunimit hapësinor do të jetë maksimale.
Pranimi optimal i sinjalit në sfondin e zhurmësKëtu detyra paraqitet si vijon: parametrat hapësinorë të sinjalit të dobishëm të pritur janë të njohura, megjithatë në ambientin e jashtëm ekzistojnë burime zhurme. Duhet të maksimizohet OSHP në daljen e AR, duke minimizuar sa më shumë ndikimin e zhurmës në pranimin e sinjalit.
Transmetimi optimal i sinjalit për përdoruesinKjo detyrë zgjidhet në sistemet e komunikimeve celulare (4G, 5G), si dhe në Wi-Fi. Kështu, me ndihmën e sinjaleve pilote speciale në kanalin e kthimit të përdoruesit, bëhet vlerësimi i karakteristikave hapësinore të kanalit të komunikimit, dhe mbi këtë bazë zgjidhet vektori optimal i koeficientëve të peshave për transmetim.
Multipleximi hapësinor i rrjedhave të të dhënaveRrjetet antenë adaptivë lejojnë transmetimin e të dhënave për disa përdorues në të njëjtën kohë në një frekuencë të vetme, duke formuar për çdo përdorues një DI të veçantë. Kjo teknologji quhet MU-MIMO dhe aktualisht po implementohet aktivisht (dhe disa vende tashmë e kanë) në sistemet e komunikimit. Mundësia e shumëfisheve hapësinore parashikohet, për shembull, në standardin e komunikimit celular 4G LTE, standardin Wi-Fi IEEE802.11ay, dhe standardet e komunikimit celular 5G.
Masa antenë virtuale për radarëtRrjetet antenë digjitale lejojnë, përmes disa elementeve transmitues, formimin e një rrjeti antenë virtual për përpunimin e sinjalit, të cilat janë ndjeshëm më të mëdha se ato reale. Rrjeti virtual ka të gjitha karakteristikat e reales, megjithatë për realizimin e tij kërkon më pak kosto të pajisjeve.
Vlerësimi i parametrave të burimeve të emetimitRrjetet antenë adaptivë lejojnë zgjidhjen e detyrës së vlerësimit të numrit, fuqisë, burime të radio-dëshmive, për të vendosur lidhje statistikore midis sinjaleve nga burime të ndryshme. Avantazhi kryesor i rrjeteve të adaptueshme të antenave në këtë aspekt është aftësia për super-rezolucionin e burimeve të afërta radiuese. Burimeve, distanca këndore midis të cilave është më e vogël se gjerësia e petëllit kryesor të diagramës së drejtpeshës së rrjetit të antenave (). Kryesisht, kjo bëhet e mundur falë përfaqësimit vektorial të sinjalit, modelit të njohur të sinjalit, si dhe aparaturës së matematikës lineare.
Faleminderit për vëmendjen
Burimi: habr.com
